Элементная база РЭС – это электрорадиоэлементы (ЭРЭ), интегральные микросхемы (ИС) и устройства функциональной микроэлектроники (УФМЭ).
Электрорадиоэлементы (ЭРЭ) включают соединители, резисторы, конденсаторы, индуктивности и другие. Интегральные микросхемы (ИС) включают полупроводниковые и гибридные, устройства функциональной микроэлектроники (УФМЭ) – приборы с зарядовой связью, акустоэлектронные приборы, оптоэлектронные приборы и другие.
Резисторы, конденсаторы, диоды, транзисторы, интегральные микросхемы представляют собой металлургические конструкции, распределение химических элементов, в которых в процессе эксплуатации не должно изменяться (процессы эксплуатационного старения, деградации и т.
д. рассматриваются отдельно), т. е. они образуются на так называемых статистических неоднородностях и конструкторско-технологической интеграции.
Функциональная электроника – это новое перспективное направление в современной элементной базе РЭА. Устройства функциональной электроники основаны на использовании динамических неоднородностей и физических принципов интеграции. Это отличает их от транзисторов, диодов. ИС и других элементов РЭА.
В данном курсе рассматривают конструкции, принципы функционирования различных радиотехнических устройств, образующих элементную базу средств медицинской электроники.
1.1. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ АППАРАТУРА И ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА РЭС
1.1.1 РАДИОТЕХНИКА И РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ АППАРАТУРА
Радиотехника -
то область науки и техники, основанная на применении электромагнитных волн для передачи, преобразования, обработки и хранения информации. Информация играет все возрастающую роль в жизни человеческого общества
В зависимости от того, каков характер и назначение информации, передаваемой и извлекаемой с помощью радиотехнических средств, в радиотехнике принято рассматривать разные радиотехнические системы (РТС), например, радиолокационные, радионавигационные, медицинские и др.
Радиотехнические системы можно определить как управляемый оператором комплекс РЭА, размещаемой на объектах и подвергающейся воздействиям внешней среды и радиоволн (радиосигналов и помех) в пространстве.
Радиоэлектронная аппаратура предназначена для передачи, обработки и преобразования сигналов и информации, которая в них содержится, в соответствии с принципом действия РТС. Свойства РЭА описываются совокупностью параметров и характеристик: радиотехнических, конструкторско-технологических, эксплуатационных и экономических. По функциональному признаку РЭА можно разделить на устройства: антеннофидерные, передающие, приемные, обработки информации и др.
Преобразование сигналов
. Рассмотрим наиболее характерные преобразования сигналов в РЭА.
1. Излучение и прием сигнала на антенну.
2. Усиление сигнала. Для этого необходимо использование активных элементов: транзисторов, электровакуумных приборов и т. д.
3. Фильтрация сигнала (выделение его из помех).
4. Генерация колебаний разной формы.
5. Модуляция и демодуляция. Они необходимы для "наложения" сообщения на высокочастотный сигнал или выделения из него. Как правило, эти функции осуществляются с использованием нелинейных преобразователей.
6. Запоминание информации (сигналов и алгоритмов преобразований сигналов). Выполнение этих и алгоритмов обуславливается в основном внедрением в РЭА микропроцессорных устройств, функционирование которых определяется программой, записанной в запоминающей устройствах.
7. Вторичное преобразование информации, т.е. сигналов, отображающих информацию. Выполняется обычно специализированными ЭВМ, работающими совместно с РЭА.
8. Отображение информации. Если потребителем информации, выдаваемой радиотехнической системой, является какое-то устройство, например ЭВМ, то эта функция может отсутствовать в РЭА. Если потребитель информации – человек, то она должна быть представлена в виде, удобном для зрительного и слухового восприятия.
9. Коммутация и соединение цепей. Это функции связаны с необходимостью переключения режимов, подключения измерительных устройств, электрического соединения элементов, расположенных в разных конструктивах и пространственно разнесенных и т.п.
Основные функции, выполняемые на основе обработки сигналов различными устройствами
Важнейшие функции, выполняемые различными устройствами в РЭА, направлены на преобразование сигналов, запись и хранение информации, ее отображение, замыкание, размыкание цепей и т. д.
Все радиотехнические сигналы, за исключением случайных, регулярны и выражены определенной функцией времени. Регулярные сигналы разделяются на периодические и непериодические. Периодические сигналы несут информацию только в одном периоде.
Сигналы могут быть синусоидальными, несинусоидальными, прямоугольными, дискретными управляющими сигналами в виде периодической последовательности прямоугольных и трапецеидальных импульсов, случайными сигналами и сигналами, полученными амплитудной модуляцией колебаний несущей частоты.
Синусоидальный сигнал характеризуется амплитудой Um
, периодом T
или частотой ω =2π / T
, начальной фазой – ψ
. Если начало синусоиды смещено по оси на t0
, но начальная фаза ψ =ω t0
. Знак этой фазы отрицательный при сдвиге синусоиды вправо. Мгновенное значение синусоидального напряжения U
=Um
sin(ω t+ψ).
Характеристики импульсных сигналов: длительность фронта τф
; среза τс
(заднего фронта); импульса τ
; период следования Тс
; частота следования Fс
; отношение Тс
/ τ
, называемое скважностью.
Анализ периодических сигналов производят не только временным способом, но и спектральным, который основан на разложении сигналов в тригонометрический ряд Фурье. Цель временного анализа определить – изменение формы сигнала по отклику цепи на оказываемое воздействие. Спектральный анализ позволяет выявить изменение сигнала по преобразованию спектра данной цепью.
Мгновенное значение сигналов можно записать в виде ряда Фурье:
∞ ∞
U=U0
+∑U'nm
sin nω t+∑U''nm
cos nω t
n=1 n=1
где U0
– постоянная составляющая; Unm
– амплитуда n
– гармоники; U'nm= Unm cos ψn ; U''nm= Unm sin ψn .
Такая запись удобна для сигнала с четной или нечетной временными функциями. Спектральная функция "четного" сигнала содержит только постоянные и косинусовые составляющие, а "нечетного" – только постоянные и синусовые составляющие. Спектр периодических сигналов не сплошной, а линейчатый, т. е. между соседними линиями спектра имеются "просветы" шириной в частоту следования сигналов Fс
= I
/ Тс
(рис. 1.1.1).
Фильтрация – это такой вид преобразования сигналов, который предназначен для выделения ряда гармонических составляющих из спектра частот несинусоидальных колебаний. Фильтр должен пропустить колебания в определенном интервале частот, который называется полосой прозрачности, и максимально ослаблять их на других частотах, образующих полосу задерживания, или непрозрачности. Величину ωс
, разделяющую эти полосы, называют частотой среза, или граничной частотой фильтра. Различают фильтры нижних частот (НЧ), ВЧ, полосовые пропускающие (полосовые) и полосовые задерживающие (заграждающие, режекторные) фильтры
U
U1m
U2m U3m F1
2F1 ψ3
0 0 0
t F1
2F1
3F1
f ψ1
ψ2
3F1
f
Тс
Рисунок 1.1.1 Форма периодического сигнала и его частотный и фазовый спектры
α α α α
ФНЧ ФВЧ
0 ωс
ω 0 ωс
ω 0 ωс
ω 0 ωс1
ω0
ωс2
ω
а) б) в) г)
Рисунок 1.1.2 Частотные характеристики идеального (а) и реального фильтров НЧ (б), ВЧ (в) и полосового фильтра (г)
Фильтры на дискретных электрорадиоэлементах (ЭРЭ) строятся в виде цепочки линейных четырехполюсников – Г-образные, Т– образные, П – образные.
Электромеханические фильтры – пьезоэлектрические, магнитострикционные и на поверхностных акустических волнах позволяют получить весьма узкую полосу пропускания, достигающую 0,1% ω0.
В области высоких частот фильтрами могут служить цепи с распределенными параметрами – длинные волны, согласованные с нагрузкой. На высоких частотах фильтр НЧ приобретает свойства интегрирующей цепи.
Усиление сигналов
. Усилителем называется четырехполюсник, предназначенный для увеличения за счет энергии источника питания интенсивности колебаний при неизменной, по возможности, их форме. Различают усилители напряжения, тока и мощности. В усилителях напряжения сигнал одновременно усиливается и по мощности. Тем самым усилитель принципиально отличается от трансформатора или колебательного контура, которые способны повышать интенсивность колебаний только по напряжению или току, но не по мощности.
Временная задержка сигнала
осуществляется в РЭА с помощью линий задержки (ЛЗ). ЛЗ называется четырехполюсник, который задерживает сигнал на заданное время ( ηз
) без искажения его формы. Допускается изменение амплитуды сигнала на выходе ЛЗ.
Основными характеристики линий задержки, кроме ηз
являются – полоса пропускания, линейность фазовой характеристики, волновое сопротивление, добротность, коэффициент передачи.
Коммутация и разъединение цепей
. В зависимости от вида коммутируемых цепей соединительные изделия подразделяются на 5 групп; низкочастотные, низковольтные соединители (разъемы), высоковольтные соединители, радиочастотные соединители, импульсные соединители и комбинированные соединители.
Электропитание РЭА.
К устройствам электропитания предъявляются следующие требования: надежность при различных режимах работы основных блоков РЭА; малые габариты и вес; низкая стоимость составляющих компонентов, высокая стабильность параметров; отсутствие импульсных нагрузок при включении и выключении.
Для выполнения указанных 9 типов преобразований сигналов в аппаратуре и ее устройствах используются элементы с разными электрическими, магнитными и электромагнитными свойствами, соединенные между собой по определенной схеме. В общем случае рекомендуется следующее определение элемента системы: часть системы, выполняющая заданные функции и не подлежащая дальнейшему расчленению на части при данной степени подробности рассмотрения системы. Элементами могут быть детали, узлы, агрегаты, аппараты, машины, приборы. Применительно к РЭА под элементом следует понимать начальную, неразделяемую составную часть целого, выполняющую заданное преобразование сигналов.
Элементы, предназначенные для преобразования сигналов, могут выполнять разные функции и будут рассматриваться ниже. Те элементы РЭА, которые выполняют механические функции (крепление, увеличение жесткости) и не принимают непосредственного участия в преобразовании сигналов, рассматриваться не будут. Каждый элемент основан на определенном принципе действия и описывается электрическими, конструктивно-технологическими, экономическими параметрами и характеристиками.
Совокупность нескольких элементов, объединенных в одной конструктивной единице (микросхема, ее часть, узел, блок и т. д.), и выполняющая заданную функцию, называется компонентом.
Между аппаратурой, элементами и компонентами существует принципиальное отличие, состоящее в том, что аппаратура является человеко-машинной системой, т. е. предназначена для ее самостоятельного использования в условиях эксплуатации персоналом, который обеспечивает функционирование аппаратуры и получение требуемой информации. Элементы и компоненты не предназначены для самостоятельного использования в эксплуатации, но могут быть очень сложными, например, большие интегральные схемы (БИС). Таким образом, элементы аппаратуры входят в сложную многоуровневую иерархическую систему, которой является РЭА. Они представляют начальный (первый) уровень РЭА.
Деление на элементы, компоненты, узлы, блоки и т. д. в зависимости от сложной элементной базы и изделия в целом является условным.
Состав элементной базы
. Элементную базу РЭС составляет совокупность различных элементов, участвующих в преобразовании сигналов и информации, которая в них содержится: пассивные дискретные ЭРЭ и простейшие устройства на их основе, например LC
-фильтры; активные дискретные элементы – полупроводниковые и электровакуумные приборы (ЭВП); интегральные микросхемы; устройства функциональной электроники и некоторые другие.
Пассивные элетрорадиоэлементы
выполняют в РЭС различные операции над сигналами. Они основаны на таких физических процессах как электрический контакт, взаимодействие электрического тока и магнитного поля, напряжения и электрического заряда и др. К ним можно отнести катушки индуктивности, конденсаторы, резисторы, трансформаторы и т. д.
Элементной базой принято также считать устройства, состоящие из отдельных ЭРЭ, например, LC
-фильтры, или из электромеханических элементов (соединители, переключатели, реле).
Полупроводниковые и электровакуумные приборы,
являясь активными элементами, по физической сущности функционирования принципиально отличаются от пассивных. Их принцип действия основан на сложных физических процессах, они характеризуются специфическими параметрами, конструкцией и технологией.
В настоящее время дискретные активные элементы обычно используются при больших мощностях, на сверхвысоких частотах и в аппаратуре рентгеновской диагностики.
Интегральные микросхемы –
пленочные, гибридные и полупроводниковые разной степени интеграции – наиболее широко применяются в РЭС. В гибридных ИС используются навесные транзисторы и конденсаторы большой емкости и некоторые другие компоненты, а резисторы, конденсаторы малой емкости, соединения и в редких случаях катушки индуктивности формируются нанесением пленок на поверхности подложки.
Обработка сигналов осуществляется продвижением носителей из области одной статической неоднородности в область другой. При этом происходит непрерывное изменение физических величин – носителей информации, таких как ток, потенциал, концентрация носителей и т.д.
Статические неоднородности характеризуются следующими особенностями: создаются в ходе необратимых технологических процессов в процессе производства; в основном сохраняют характеристики в течение всего срока эксплуатации; жестко связаны с определенными координатами и не могут перемещаться в объеме прибора.
Статические неоднородности являются основой технологической интеграции, т. е. основой создания и функционирования полупроводниковых дискретных приборов и ИС, включая БИС. Направление микроэлектроники, связанное с технологической интеграцией, иногда называют схемотехническим. Этот термин основан на том, что преобразования, которым подвергаются сигналы, определяются как свойствами статических неоднородностей (р-n
переходы, образующие транзисторы, диоды и т. п.), так и тем, каким образом они сформированы в ИС и соединяются между собой, т. е. схемой.
Устройства функциональной электроники
приобретают в настоящее время возрастающее значение в элементной базе РЭС. Функциональная электроника охватывает вопросы получения комбинированных средств с наперед заданными свойствами и создание различных электронных устройств методами физической интеграции, т. е. использование таких физических принципов и явлений, реализация которых позволяет получить компоненты со сложным функциональным назначением в отличие от технологической интеграции, предусматривающей конструирование интегральных микросхем на основе функционально простых элементов типа транзисторов, диодов, резисторов и т. д.
В функциональной электронике (ФЭ) использованы новые физические принципы и эффекты, характерной особенностью которых является наличие и использование для обработки и хранении информации динамических неоднородностей в однородном объеме твердого тела. Примером таких динамических неоднородностей могут быть цилиндрические магнитные домены, пакеты зарядов в приборах с зарядовой связью, волны деформации кристаллической решетки в приборах на поверхностных акустических волнах и т. д.
Динамические неоднородности создаются физическими методами. Их появление, перемещение и исчезновение в объеме твердого тела не связано с процессом изготовления устройства. Особенностями динамических неоднородностей является то, что они создаются физическими средствами в ходе эксплуатации прибора, а не технологическими в процессе производства; могут возникать и исчезать, а также изменять свои характеристики во времени; могут существовать длительное время, и эта длительность определяется функциональными задачами устройства; не связаны жестко с координатами; являются непосредственными носителями информации, которая может быть представлена как в цифровой, так и в аналоговой форме.
Функциональная электроника (
ФЭ) – одно из направлений твердотельной электроники, охватывающее использования различных физических явлений в твердых средах для интеграции различных схемотехнических функций в объеме одного твердого тела (функциональная интеграция) и создания электронных устройств с такой интеграцией.
В отличие от схемотехнической интеграции функционально простых элементов (резисторов, конденсаторов, диодов, транзисторов и т. п.), которые локализованы в различных листах твердого тела и способны выполнять сложные схемотехнические функции лишь в совокупности, например, в составе ИС, включающей в себя также элементы связи (межсоединения), при функциональной интеграции сложны схемотехнические функции и по комбинации могут реализоваться физическими процессами, протекающими во всем рабочем объеме твердого тела.
Переход от схемотехнической интеграции к функциональной позволит устранить значительную часть принципиальных и технологических трудностей, связанных с необходимостью формировать в одном кристалле множество структурных элементов и межсоединений.
Схемотехническаяинтеграция
– это технологическаяинтеграция
.
Функциональнаяинтеграция
– это физическаяинтеграция
.
Функциональная интеграция
– ориентируется на преимущественное использование волновых
процессов и распределенного взаимодействияэлектромагнитных полей
с электронами и атомами в твердых телах.
При создании устройств функциональной электроники могут быть использованы различные материалы –полупроводники, магнитодиэлектрики, пьезоэлектрики, сегнетоэлектрики, а также многослойные гомо - и гетероструктуры из этих материалов.
Среди разнообразных приборов функциональной электроники наибольшее распространение получили:
– акустоэлектронные приборы;
– приборы на волнах пространственного заряда в твердом теле;
– приборы с зарядовой связью;
– оптоэлектронные устройства с распределенным взаимодействием и т.п.
Основные определения
. Сформулируем основные определения, относящиеся к понятиям: конструкция, конструирование, технология
.
Конструкция
– материал целесообразно организованный в пространстве. Под словом "целесообразно" применительно к техническим конструкциям понимается: способность выполнять определенные функции и сохранять свойства, обеспечивающие выполнение функций, при наличии внешних воздействий; пригодность к высокоэффективному повторению, т. е. производству. Такое определение является наиболее общим, оно относится как к ЭРЭ, так и к УФЭ и ИС. Для конструкции, состоящей из совокупности раздельно изготавливаемых и собираемых деталей, пригодно следующее определение. Конструкция есть организованная совокупность элементов и деталей, способная выполнять заданные функции при наличии внешних и внутренних дестабилизирующих факторов и пригодная к повторению в условиях производства.
Конструирование
– процесс создания конструкции или область деятельности инженеров по созданию конструкций.
Технология
– это совокупность способов, процессов обработки и оборудования, используемых при изготовлении элементов конструкции и сборке аппаратуры (механическом и электрическом соединении), обеспечивающих получение заданной конструкции с высокой производительностью и малыми затратами. Вместе с тем под термином "технология" понимают область деятельности инженеров по проектированию технологических процессов и приспособлений.
Использование системного подхода. В настоящее время в науке и технике при исследованиях, проектировании, производстве и эксплуатации общее признание получил системный подход. Он связан с понятием "система". Под системой следует понимать совокупность взаимосвязанных разнообразных устройств или частей, совместно выполняющих заданные функции в условиях взаимодействия с внешней средой, с учетом их развития и противоречий. Каждая система состоит из частей или подсистем, и, в свою очередь, входит в систему более высокого иерархического уровня.
Важной задачей всегда остаются повышение технической эффективности и снижение стоимости РЭА.
Гибкие автоматизированные производительные системы
(ГАПС)
Коренные изменения в автоматизации производства связаны с внедрением роботов и вычислительной техники. Широкое использование вычислительной техники в технологии совместно со станками ЧПУ и программируемыми роботами привело к созданию роботизированных участков и ГАПС. Общие вопросы создания и эксплуатации ГПС освещены в специальной литературе. В последующем под ГАПС будем понимать такие производственные системы, в которых смена объекта изготовления достигается сменой программы, на основе которой ЭВМ управляет исполнительными органами, т. е. роботами, манипуляторами. Это позволяет при определенных ограничениях на одном и том же оборудовании без изготовления нового инструмента и приспособлений изменять изготовляемые детали и узлы.
В настоящее время на основе ГАПС успешно решаются задачи автоматизации производства широкой номенклатуры деталей с механической обработкой, простых узлов, изготовление которых предусматривает несложные сборочно-регулировочные операции, а также конструкций типа печатных плат и др. При этом следует иметь в виду, что оборудование ГАПС оказывается более сложным, чем предназначенное для традиционного изготовления и чем "жесткие" автоматы. Исходя из изложенного применительно к ЭРЭ, следует сформулировать условия, при которых целесообразно или нецелесообразно ориентироваться на ГАПС. Для ЭРЭ, УФЭ и деталей, входящих в их состав, возможны три случая.
1. Детали или ЭРЭ данного типономинала выпускаются в массовых количествах в условиях, когда не требуется частая перестройка оборудования, например, такие детали, как ферритовые сердечники, лепестки и такие ЭРЭ, как некоторые типы резисторов и конденсаторов и др.
2. Детали или ЭРЭ ряда типономиналов выпускаются серийно на основе использования базовой конструкции, но с большим количеством вариантов в пределах этой базовой конструкции, например, такие детали, как втулки, оси и такие ЭРЭ, как катушки индуктивности, трансформаторы, дроссели и др.
3. Электрорадиоэлементы и УФЭ выпускаются в небольших количествах, отличаются сложностью конструкций и использованием разнохарактерных технологических процессов, для которых еще не выработаны базовые конструкции, например, запоминающие устройства на ЦМД и т.п.
Стандартизация ЭРЭ УФЭ.
Существует Государственная система стандартов (ГСС). Основными целями ее введения являются ускорение технического прогресса, повышение эффективности общественного производства, производительности инженерного труда и т. д. Стандартизация имеет важнейшее значение и в конструировании РЭА и их элементов.
Определение стандартизации дано в ГОСТ-1.0-68: установление и применение правил с целью упорядочения деятельности в определенной области. Стандартизация основывается на объединенных достижениях науки, техники, передового опыта. Она определяет основу будущего развития. Опережающая стандартизация - стандартизация, заключающаяся в установлении повышенных по отношению к уже достигнутому на практике уровню норм, требований к элементам, которые согласно прогнозам будут оптимальными в будущем.
Наибольшее применение в конструировании элементов РЭА имеет система стандартов ЕСКД. В эту систему входит много стандартов, например ГОСТ 2.001-70 – общие положения; ГОСТ 2.101.-68 – виды изделий; ГОСТ
2.102-68 – виды и комплектность конструкторской документации; ГОСТ
2.103-68 – стадии разработки конструкторской документации; ГОСТ 2.105-79 ГОСТ 2.106-68 – общие требования к текстовым документам; ГОСТ 7.32-81 – требования к отчетам по НИР и т. д.
1.2 ОСНОВНЫЕ ЭТАПЫ И НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ
ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ РЭС И УСТРОЙСТВ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ МИКРОЭЛЕКТРОНИКИ
Развитие элементной базы РЭА, в том числе и РЭС прошло четыре этапа, которые в основном связаны с развитием элементной базы. Обычно говорят о четырех поколениях РЭА:
первое – создание РЭА на основе электровакуумных
(1915-1955 гг.) приборов и дискретных ЭРЭ; второе – использование дискретных транзисторов и
(1955-1965 гг.) миниатюрных ЭРЭ;
третье – применение ИС и микроминиатюрных
(1965 – 1980 гг.) дискретных ЭРЭ; четвертое – комплексное использование ЭРЭ, БИС и СБИС, (с 1980 г.) УФЭ и микропроцессорных комплектов.
Развитие элементной базы определяется потребностями СМЭ и основано на достижениях физики, технологии и производства. Особенно быстро она стала развиваться с начала 60-х гг., когда достижения физики создали основу для появления микроэлектроники. Это привело к формированию в конструкции и технологии самостоятельного направления – конструирования и технологии радиоаппаратуры.
Четвертый этап продолжается и в настоящее время. Существуют и другие классификации, особенно в отдельных направлениях РЭА.
Современная микроэлектроника базируется на интеграции дискретных элементов электронной техники, при которой каждый элемент схемы формируется отдельно в полупроводниковом кристалле. При этом в основе создания, ИМС лежит принцип элементной (технологической) интеграции, сопровождающейся микроминиатюризацией элементов (активных и пассивных) микросхемы. В ИМС можно выделить области, представляющие собой активные (диоды, транзисторы) и пассивные (резисторы, конденсаторы, катушки индуктивности) элементы. В интегральной микроэлектронике сохраняется главный принцип дискретной электроники, основанной на разработке электрической схемы по законам теории цепей. Этот принцип неизбежно связан с ростом числа элементов микросхемы, и межэлементных соединений по мере усложнения выполняемых ею функций. Повышение степени интеграции микросхем и связанное с. этим уменьшение размеров элементов имеет определенные пределы. Интеграция свыше нескольких сотен тысяч элементов (в отдельных случаях и миллионов) на одном кристалле оказывается экономически нецелесообразной и технологически трудно выполнимой.
Сложными становятся проблемы топологии и теплоотвода. Поэтому в отдаленной перспективе интегральная микроэлектроника уже не будет полностью удовлетворять разработчиков сложной радиоэлектронной аппаратуры.
Функциональная микроэлектроника предполагает принципиально новый подход, позволяющий реализовать определенную функцию аппаратуры без применения стандартных базовых элементов, основываясь непосредственно на физических явлениях в твердом теле. В этом случае локальному объекту твердого тела придаются такие свойства, которые требуются для выполнения данной функции, и промежуточный этап представления желаемой функции в виде эквивалентной электрической схемы не требуется. Функциональные микросхемы могут выполняться не только на основе полупроводников, но и на основе таких материалов, как сверхпроводники, сегнетоэлектрики, материалы с. фотопроводящими свойствами и др. Для переработки информации можно использовать явления, не связанные с электропроводностью (например, оптические и магнитные явления в диэлектриках, закономерности распространения ультразвука и т.д.).
Таким образом, функциональная микроэлектроника охватывает вопросы получения специальных сред с наперед заданными свойствами и создания различных электронных устройств методом физической интеграции,
т. е. использования таких физических принципов и явлений, реализация которых позволяет получить приборы со сложным схемотехническим или системотехническим функциональным назначением.
В функциональной микроэлектронике начинают использовать (Рисунок
1.1.3):
Рисунок1..1.3. Основные направления функциональной микроэлектроники
14
1. Оптические явления
(когерентная и некогорентная оптика, нелинейная оптика, электрооптика, магнитооптика). Их свойства, связанные со свойствами светового потока, следующие: зарядовая нейтральность, однонаправленность, отсутствие
гальванических связей и электрических контактов; двухмерность светового потока, а следовательно, возможность
многоканальной обработки информации; высокая несущая частота и, следовательно, большая полоса
пропускания каналов обработки информации.
Эти особенности стали основой интенсивно развивающегося направления функциональной микроэлектроники — оптоэлектроники.
2. Физические явления, связанные с взаимодействием потока электронов с акустическими волнами в твердом теле.
Такие явления, как генерация и усиление акустических воли потоком электронов, движущихся со сверхзвуковыми скоростями, обусловили появление нового направления функциональной микроэлектроники — акустоэлектроники. Особенность этих явлений заключается в малой скорости распространения акустических волн (1.
105
см/с) в отличие от электромагнитных волн (3.
1010
см/с), что позволяет реализовать миниатюрные линии задержки, фильтры с заданными частотными свойствами, усилители СВЧ и др.
Преимущество этого направления состоит в том, что реализация заданной функции обеспечивается лишь выбором конфигурации устройства.
3. Новые магнитные материалы
(слабые ферромагнетики и магнитные полупроводники), появление которых привело к созданию нового направления — магнетоэлектроники. Отличительной особенностью слабых ферромагнетиков является малая по сравнению с классическими магнитными материалами намагниченность насыщения. Это дает возможность управлять движением магнитных доменов, называемых пузырями, в двух и трех измерениях слабыми магнитными полями и осуществлять тем самым функции хранения, перемещения и обработки больших объемов информации.
Характерные размеры «пузырей», составлявших примерно 1 мкм, позволяют достичь, высокой плотности записи информации (1.
108
бит/см2
). Большое преимущество таких систем состоит в том, что хранение информации осуществляется без питания, а перемещение «пузырей» — малым рассеянием мощности. Ряд новых материалов — магнитных полупроводников, обладающих свойствами магнетиков и полупроводников, — позволяет создавать приборы с большой функциональной гибкостью.
4. Покоящиеся и движущиеся электрические неоднородности(домены и шнуры) в однородных полупроводниках.
Их исследование стимулировало создание функциональных интегральных микросхем.
Так как в данном случае используется однородный материал, то реализация заданной функции может быть достигнута выбором соответствующей конфигурации устройства. Высокие скорости движения неоднородностей электрического поля (1.
107
см/с) обусловливают высокое быстродействие (меньше 1.
10-9
с), а также генерацию и усиление в диапазоне СВЧ.
5. Явления, связанные с изменением структуры конденсированных тел на молекулярном уровне.
Они привели к возникновению нового направления — квантовой или молекулярной микроэлектроники. К этому направлению относятся фазовые переходы в твердых телах и жидких кристаллах, сопровождающихся резкими изменениями электрических, оптических и магнитных свойств. Обусловленная этим высокая чувствительность к внешним воздействиям позволяет легко, осуществлять ряд операций по управлению и преобразованию потоков информации в различных функциональных системах.
Интересными материалами с еще не вполне раскрытыми, перспективами использования их в микроэлектронике являются органические полупроводники.
Микроэлектронные устройства с использованием доменов обладают высокими функциональными возможностями.
6. Элементы на основе эффекта Ганна.
Помимо генераторов и усилителей СВЧ они позволяют создавать такие функциональные устройства, как импульсно-кодовые модуляторы, компараторы, аналого-цифровые преобразователи, нейристорные линии задержки, полный ряд логических элементов, генераторы колебаний сложной формы, регистры сдвига и запоминающие устройства (ЗУ). На основе этих элементов могут быть созданы сверхбыстродействующие микросхемы (теоретически до 10-12
с), превосходящие по быстродействию лучшие кремниевые микросхемы, по крайней мере,
на порядок при том же уровне рассеиваемой мощности.
Малогабаритные СВЧ-генераторы на диодах Ганна уже миновали стадию лабораторных разработок. Они обладают низким уровнем шумов (сравнимым с клистронами) и мощностью излучения, достаточной для использования в радиолокационных устройствах в диапазоне частот 1 — 80 ГГц. Такие: диоды в пролетном режиме генерации обеспечивают выходную мощность 20 — 350 мВт — в непрерывном режиме и .1 — 400 Вт — в импульсном режиме. В режиме ограниченного накопления объемного заряда диоды Ганна позволяют получать импульсную мощность 3 — 6 кВт на частоте 1,5 —2 ГГц при к. п. д. 10 — 20%.
7. Явления холодной эмиссии,
которые позволили создать электровакуумные приборы в микроэлектронном исполнении с применением пленок. Обладая всеми преимуществами вакуумных приборов (высокие входные сопротивления, малые шумы), они характеризуются очень высокой радиационной стойкостью, весьма малыми размерами, высокими рабочими частотами.
8. Явления живой природы,
в частности на молекулярном уровне, позволяющие использовать принципы хранения и обработки информации в живых системах для создания сверхсложных систем обработки информации, приближающихся по своим функциональны; возможностям к человеческому мозгу (искусственный интеллект), а также решать проблему эффективной связи «человек — машина». Эти явления открывают новое направление — биоэлектронику. Развитие этого направления может привести к научно технической революции в электронике, последствия которой трудно предвидеть.
9. Функциональные микросхемы, в которых используется эффект накопления и переноса зарядов,
что позволяет реализовать плотность размещения элементов 3.
104
элемент/см2
. Такие приборы по существу представляют собой МДП-структуры, они весьма технологичны (число технологических операций в два раза меньше по сравнению с обычной МДПтехнологией). Приборы с переносом заряда (ППЗ), или приборы с зарядовой связью (ПЗС), могут стать основой построения логических схем, линий задержки, схем памяти и систем для получения изображений. Сравнительная простота технологии изготовления ПЗС по сравнению с системами на обычных МДП-транзисторах и почти десятикратное уменьшение площади схемы (~0,0016 мм2
на 1 бит информации) должны привести к существенному снижению стоимости систем на ПЗС. Использование полевых транзисторов с нитридом кремния в качестве диэлектрика затвора позволяет преодолевать один из основных недостатков полупроводниковых ЗУ — потерю информации при отключении питания. Такие ЗУ дают возможность реализовать плотность размещения элементов до 108
элемент/см2
при времени записи 10-6
с.
Другой тип управления электрическими неоднородностями в однородном материале состоит в помещении зарядов в потенциальные ямы в приэлектродной области. И здесь выполнение заданных функций достигается топологией контактов. Очень перспективно объединение методов, сочетающих заряд в потенциальных ямах с захватом и хранением заряда в поверхностном слое (электретный эффект), что позволяет совместить длительное хранение больших объемов, информации и ее обработку.
10. Интересные возможности для реализации быстродействующих ЗУ большого объема представляют переключатели на основе аморфных материалов
(не имеющие кристаллического строения), обладающие симметричной S-образной вольт-амперной характеристикой. Время переключения прибора составляет 1,5.
10-10
с. На основе элементов из халькогенидных стекол создано постоянное ЗУ на 256 бит с возможностью электрической перезаписи и высокой плотностью упаковки структуры, сравнимой с достигнутой плотностью в биполярной и МДП-технологии. Емкость ЗУ может возрасти до 106
бит. Эти приборы обеспечивают хранение информации без расхода энергии и считывание без разрушения, обладают симметричностью вольт-амперных характеристик и высокой радиационной стойкостью.
Наиболее перспективными из аморфных полупроводников (пленки толщиной не более 1 мкм) является S, Ge, As, Те, In, Sb, Se или их сплавы, а также диэлектрики на основе окислов этих полупроводников или окислов тугоплавких металлов переходной группы, например Gr, Ti, Та, Mo, Nb.
Аморфные материалы классифицируют следующим образом: материалы с резко изменяющимся, значением удельного сопротивления
(рис. 9.2, а
);.
материалы с отрицательным дифференциальным сопротивлением до
106
Ом (рис. 9.2, б
);
материалы с двумя управляемыми состояниями электропроводности (рис. 9.2, в);
сопротивления этих материалов могут различаться на семь
порядков, а время переключения составляет 10-9
с;
материалы с двумя устойчивыми состояниями переключения
(рис. 9.2, г
);
функциональные материалы, объединяющие свойства перечисленных материалов (рис. 2.2,2 2 д).
Рис. 1.1.4 Общий вид вольт-амперных характеристик различных аморфных материалов
Анализ вольт-амперных характеристик аморфных материалов показывает, что их проводимость в ряде случаев скачком изменяется на несколько порядков и сохраняется в таком состоянии неограниченно долго. Эти свойства аморфных материалов уже дали возможность построить пороговые переключатели, ячейки памяти, перестраиваемые ключи памяти с двумя устойчивыми состояниями. На основе аморфных полупроводников развиваются перспективные приборы — туннельные пленочные эмиттеры (рис. 1.1.5). По внешнему виду эти приборы почти не отличаются от конденсаторных структур типа «металл — диэлектрик — металл», однако принцип их работы иной. Пленка диэлектрика очень тонкая, способная пропускать токи до 0,01 А, верхний электрод также достаточно тонкий (не более 50 нм). Принцип работы пленочных эмиттеров следующий. Электроны из катода (толщиной порядка 0,5 мкм) попадают в диэлектрик и в зависимости от толщины аморфной пленки диэлектрика разгоняются в нем до больших скоростей либо рассеиваются со значительным потерями энергии. Толщину диэлектрика выбирают минимальной, однако такой, чтобы сохранялась сплошная структура пленки и не было частичных микропробоев диэлектрика. Рабочая толщина диэлектрика обычно не превышает 40 нм. Так называемые горячие электроны просачиваются через потенциальный барьер и мигрируют через наружный электрод в вакуум. Пленочная структура металл — диэлектрик — металл выполняет фактически функцию холодного катода, который в отличие от обычных катодов почти не шумит, обладает повышенной радиационной стойкостью и очень малыми размерами при большом токе эмиссии с единицы поверхности.
Отметим, что интервал рабочих температур аморфных переключателей и ячеек памяти составляет от -180 до +180°С.
Представляют большой интерес функциональные элементы с управляемым отрицательным сопротивлением на основе аморфных материалов. Эти приборы можно подразделить на две категории: 1) приборы, управляемые
Рисунок 1.1.5. Структура накаливаемого пленочного эмиттера:
1
– подложка; 2
– алюминий, золото или вольфрам; 3
– золото; 4
– SiO2
или Al2
O3
; 5
– алюминий; 6
– грунтующий подслой из SiO2
током и обладающие отрицательным дифференциальным сопротивлением
(приборы с S-образной характеристикой); 2) приборы, управляемые напряжением и обладающие эффектом памяти
(приборы с N-образной характеристикой). Первый тип приборов реализуется на пленках окислов Та, Ti, Nb, второй — на пленках диэлектриков, содержащих окислы, сульфиды и флюориды.
11. Когерентные свойства сигнала
для создания ряда новых твердотельных функциональных приборов: генераторов синусоидальных колебаний, усилителей, умножителей, преобразователей частоты, фазовращателей, трансформаторов, линий задержки, нейристорных линий, логических элементов, ячеек памяти и т. д. Следует особо выделить специфическое физическое явление, основанное на квантовых когерентных свойствах носителей заряда
— эффект Джозефсона. Суть его состоит в том, что через достаточно тонкую (порядка 2 нм) диэлектрическую прослойку между сверхпроводящими слоями при низких температурах даже в отсутствие разности потенциалов может протекать своеобразный туннельный ток, легко управляемый сравнительно слабыми внешними сигналами. Значения параметров приборов, основанных на этом эффекте, существенно превышают значения соответствующих параметров приборов интегральной микроэлектроники. Исследования показали, что быстродействие отдельных приборов на эффекте Джозефсона достигает 20 — 30 пс, а мощность рассеяния равна 100 нВт, т. е. во много раз меньше, чем в обычных интегральных микросхемах. Основная трудность при изготовлении таких приборов — получение стабильного диэлектрика при толщинах порядка 2 нм.
1.3 РЕЗИСТОРЫ
Классификация и конструкции
Принцип действия резисторов основан на использовании свойств материалов оказывать сопротивление проходящему электрическому току.
По назначению резисторы могут быть общего назначения, прецизионные, высокочастотные, высокомегаомные, высоковольтные и специальные, а по эксплуатационным характеристикам – термо- и влагостойкими, вибро- и ударопрочными, высоконадежными, повышенной ―высотности‖.
По виду токопроводящего элемента навесные резисторы подразделяют на группы, которым, согласно ГОСТ 13453 – 68, присваиваются обозначения. Первый буквенный индекс указывает тип резисторов (С – постоянные, СП – переменные), а второй цифровой – материал, из которого они изготовлены (1 – непроволочные, поверхностные, углеродистые и бороуглеродистые; 2 – непроволочные, поверхностные, металлопленочные, металлоокисные; 3 – непрово- лочные, поверхностные, композиционные; 4 – непроволочные,
Третий цифровой индекс означает конструктивный вариант исполнения резисторов одной группы (например, С5-5 – постоянный проволочный резистор пятого варианта исполнения). Наряду с таким обозначением некоторые резисторы ранних выпусков имеют обозначения, в основу которых были положены некоторые отличительные признаки (например, МЛТ – металлопленочный, лакированный, теплостойкий).
По характеру изменения сопротивления резисторы подразделяют на постоянные и переменные, в том числе подстроечные. Постоянные резисторы не изменяют сопротивление при сборке, настройке и эксплуатации аппаратуры, а переменные и подстроечные имеют для этой цели специальное устройство (контактный ползун, укрепляемый на поворотной или червячной оси).
При изготовлении резисторов гибридных ИС из-за малых размеров полосок часто не удается получить требуемое расчетное сопротивление. Поэтому механическими способами или лазерным лучом, уменьшая ширину полоски, подгоняют сопротивление резисторов под заданный номинал.
Рассмотрим типичные конструкции постоянных и
переменных резисторов
различных групп.
По с т о я н н ы й н е п р о в о л о ч н ы й п о в е р х н о с т н ы й р е з и с т о р ц и л и н д р и ч е с к о й ф о р м ы, характерный для групп С1, С2 и СЗ (рис. 1.3.1), представляет собой круглый керамический стержень 3, на внешнюю поверхность которого нанесен тонкий (от долей до единиц микрометра) токопроводящий слой 2. На оба конца стержня насажены латунные колпачки 1 с аксиальными (чаще всего) выводами. Для защиты от внешней среды резистор покрывают гидрофобной (водоотталкивающей) эмалью 4,
а выводы облуживают. Цвет эмали обычно обозначает ту или иную группу резисторов (например, красный – группу С2). Токопроводящий слой низкоомных резисторов (не более 200 – З00 Ом) сплошной, а резисторов с более высокими сопротивлениями – с нарезкой; причем чем выше сопротивление, тем мельче шаг нарезки.
П о с т о я н н ы й н е п р о в о л о ч н ы й о б ъ е м н ы й р е з и с т о р п р я м о у-
г о л ь н о й ф о р м ы, характерный для группы С4 (рис. 67), представляет собой стержень из токопроводящей композиции 4 с
проволочными аксиальными выводами 1,
которые опрессованы стеклоэмалевой
(стеклокерамической) оболочкой 2. Такая конструкция весьма устойчива к механическим воздействиям и влиянию влаги.
П о с т о я н н ы й п р о в о л о ч н ы й р е з.и с т о р, характерный для группы С5, представляет собой изоляционный каркас, на который намотана проволока (или микропроволока в стеклянной изоляции),. имеющая высокое удельное сопротивление. Каркас выполняют из керамики или нагревостойкой пластмассы, а обмотка из манганина, константана или нихрома может быть однослойной, многослойной, простой и специальной, секционированной и несекционированной. Снаружи резистор покрывают термостойкой эмалью, опрессовывают пластмассой либо герметизируют металлическим корпусом, закрываемым с торцов керамическими шайбами. Резистор может быть цилиндрической или прямоугольной формы.
П о с т о я н н ы й н и т о ч н ы й р е з и с т о р, характерный для групп микромодульных резисторов С2-12 и СЗ-З, представляет собой стержень из стекловолокна с нанесенными на его поверхность тонкими слоями сплавов олова или токопроводящей композиции и применяется при конструировании ГИС. Ниточные резисторы приклеивают к контактным площадкам подложек токопроводящим клеем-контактолом.
П о с т о я н н ы й т о н к о п л е н о ч н ы й р е з и с т о р ГИС представляет собой напыленный через специальную маску на ситалловую или поликоровую подложку тонкий (не более 1 мкм) слой проводникового материала в виде прямоугольной полоски или ―меандра‖ (рис. 1.3.3). Для защиты от окисления на эти резисторы часто напыляют слой моноокиси кремния или покрывают их гидрофобным лаком.
П о с т о я н н ы й т о л с т о п л е н о ч н ы й р е з и с т о р ГИС изготовляют нанесением через трафарет (маску) специальных паст на основе благородных металлов. Пасту втирают специальным инструментом (ракелем) в керамическую подложку (керамика 22"С), а затем вжигают, получая резисторы прямоугольной формы с шириной полоски на порядок большей, чем у тонкопленочных.
Рисунок 1.3.3 Подложка с тонкоплѐноч- ными резисторами, проводниками и контактными площадками: Рисунок 1.3.4 Переменный
Сильноточные переменные проволочные резисторы (рис. 1.3.5) отличаются по материалам и способам установки от слаботочных и подстроечных как круглой, так и прямоугольной формы. В пластмассовом корпусе 7 с помощью цанговой втулки 3 укреплена поворотная ось 2 с кольцом-ползуном 4,
которое при повороте оси скользит по ―зачищенному‖ сверху проводу обмотки 9, укрепленной на гетинаксовой (или металлической оксидированной) дугообразной пластине 6.
Основные параметры
Номинальное сопротивление Rном и его допустимое отклонение
±δR.
Сопротивление резисторов (Ом) в общем случае определяется формулой
R = р1/S,
где р
и S
– удельное электрическое сопротивление, Ом • мм2
/м, и площадь
поперечного сечения, мм2
, токопроводящего элемента; 1
– длина пути прохождения тока, м.
Сопротивление поверхностных резисторов цилиндричесхой формы без спиральной нарезки и с нарезкой
R = рl/(πD1
h); R = рN πD2
/[(t-a)h];
где 1 –
длина образующей цилиндра резистора без нарезки, м; h –
толщина токопроводящего слоя, мм; D1
и D2 –
наружные диаметры керамических стержней соответственно в мм и м; N
, t
и а –
число витков, шаг и ширина спиральной нарезки, мм.
Сопротивление объемных резисторов прямоугольной формы
R = рl/(bc);
где 1, b
и с
– длина, ширина и высота композиционного стержня, мм.
Сопротивление проволочных резисторов
R = 4рl/(πd2
);
где 1
и d –
длина, м, и диаметр, мм, проволоки.
Сопротивление непроволочных переменных резисторов с токопроводящей ―подковкой‖
R = р(r1
+r2
) πφ/[(r1
+r2
) h*360];
где р
– удельное поверхностное электрическое сопротивление
композиции, Ом • см; r1
и r2 –
внешний и внутренний радиусы ―подковы‖, см; θ – угол, соответствующий повороту ползуна на конкретную длину токопроводящего
слоя, град.
Сопротивление тонкопленочных резисторов ГИС
R = рٱl/b;
где рٱ
– удельное электрическое сопротивление пленки металла или сплава, пасты, отнесенное к произвольному квадрату ее поверхности, Ом/ٱ; 1
и b –
длина и ширина пленочного резистора, мм.
Номинальное сопротивление резистора обычно указано маркировкой на нем. Для резисторов широкого назначения, согласно ГОСТ 10318 – 74, существует шесть рядов номинальных сопротивлений. Е6, Е12, Е24, Е48, Е96 и Е192. Цифра указывает число номинальных значений в данном ряду, которые зависят от допустимого отклонения сопротивления резистора и его номинала. Допустимые в ГОСТ 9б64--74 отклонения сопротивления от номиналов даны (в процентах) рядом чисел: ± 0,01; ± 0,02; ± 0,05; ± 0,1,. ± 0,2,. ± 0,5,. ± 1,. ± 2,. ± 5,. ± 10., ± 20,. ± 30. Прецизионные резисторы имеют допустимые отклонения сопротивления не хуже ± 2%, резисторы общего назначения – ± 5%; ± 10%; и ± 20% а переменные – до ± 30%.
Номинальная мощность рассеивания Рном
Под этой величиной понимают максимально допустимую мощность, которую резистор может длительное время рассеивать при непрерывной электрической нагрузке в заданных условиях эксплуатации, сохраняя параметры в установленных ТУ пределах. Эта величина зависит от температуры окружающей среды и приложенного напряжения, что отражается ТУ на резисторы в зависимостях коэффициента нагрузки k= Рдоп
/ Рном
от этих двух факторов.
Согласно ГОСТ 9663 – 61, значения Рном
(Вт) выбирают из ряда 0,01; 0,025; 0,05; 0,125; 0,25; 0,5; 1; 2; 5; 8; 10; 16; 25; 50; 75; 100; 160; 250; 500. Как правило, чем выше номинальная мощность рассеивания, тем больше габариты резисторов. В большинстве блоков РЭА и ЭВА применяют резисторы, номинальная мощность рассеивания которых не выше 2 Вт. При этом следует учесть, что для надежного функционирования аппаратуры коэффициент нагрузки обычно выбирают не более 0,3.
Предельное рабочее напряжение Uпр
. Максимально допустимое напряжение, приложенное к выводам резистора, которое не вызывает превышения
норм ТУ на электрические параметры, называют предельным рабочим напряжением. Эта величина обычно задается для нормальных условий эксплуатации и зависит от длины резистора, шага спиральной нарезки, температуры и давления окружающей среды. Чем выше температура и ниже атмосферное давление, тем вероятнее тепловой или электрический пробой и отказ резистора.
Температурный коэффициент сопротивления
(ТКС). Этот параметр характеризует относительное изменение сопротивления резистора при изменении температуры окружающей среды на 1о
С и выражается в 1 о
С:
ТКС = дR/(R0
дt),
где д
R – абсолютное изменение сопротивления резистора, Ом, в диапазоне температур дt = t – t0
, о
С;
R0–
сопротивление резистора (Ом) при нормальной температуре t0
; t
– положительная или отрицательная предельная температура эксплуатации резистора по ТУ, о
С.
Значения ТКС для группы резисторов С1 не превышают – (5 ÷ 20)*104
1/о
С, для группы С2 – ± (7 ÷ 16) *104
1/о
С,. для группы С3 – + (10 ÷ 25) *104
1/ о
С, для группы С4 – ( – 20 ÷ + 6) *104
1/ о
С. и для группы С5 – ( – 5÷ + 10) *104
1/ о
С, в том числе для прецизионных + (0,15 ÷ 1,5)*104
1/ о
С. Для большинства групп резисторов эта величина является линейной, а в случаях, когда она изменяется по резко нелинейному закону, в ТУ указывают не ее, а предельные относительные изменения сопротивления при крайних значениях рабочих температур. Значение и знак ТКС определяются в основном температурным коэффициентом удельного сопротивления - (ТКр) материала токопроводящего слоя. Так, проволочные резисторы имеют малый положительный ТКС; углеродистые – отрицательный среднего значения (с увеличением температуры увеличивается контактируемость «зерен» слоя и сопротивление уменьшается); полупроводниковые – большой отрицательный (уменьшается сопротивление р-n-переходов), а металлизированные и композиционные – знакопеременный средний и большой (в зависимости от того, что преобладает: контактируемость «зерен» или увеличение сопротивления под действием хаотического движения электронов в «зернах»).
Шумы.
При приложении к резисторам постоянного или переменного напряжения в них наблюдаются шумы. Шум представляет собой переменную составляющую, накладываемую на постоянный уровень напряжения резистора, что создает помехи для прохождения сигнала и ограничивает, в частности, чувствительность радиоприемных трактов РЭА. Особенно вредны шумы резисторов, используемых во входных цепях радиоприемников, так как они усиливаются вместе с принимаемым полезным сигналом.
Собственные шумы резисторов имеют двоякую структуру. Это так называемые тепловые и токовые шумы. Тепловые шумы возникают под действием хаотического движения электронов в токопроводящем слое («броуновское движение»), что приводит к случайным микроизменениям сопротивления резистора и, следовательно, к появлению переменных пуль- саций напряжения на нем. Тепловые шумы при увеличении температуры возрастают. Они- присущи всем видам резисторов, но по значению меньше токовых и поэтому характерны лишь для проволочных резисторов, в которых ―токовые‖ шумы отсутствуют.
Злектродвижущая сила (мкВ) тепловых шумов Еш.т.= 4kТКдЕ,
Токовые шумы возникают в резисторах с зернистой структурой – углеродистых, металлизированных и композиционных. Прохождение тока носит случайный характер и наиболее вероятно там, где в данный момент соприкасаемость «зерен» повышена. Уровень токовых шумов, мкВ/В, определяется отношением действующего значения случайной составляющей Е,
к постоянному напряжению U,
приложенному к резистору: D = Еш.т.
/U. С увеличением приложенного напряжения токовые шумы возрастают.
Наиболее шумящими резисторами являются композиционные, поэтому применение их во входных цепях приемных устройств ограничено. По уровню токовых шумов резисторы делятся на следующие группы: С1 и С2 < 1,5 мкВ/В, С3 ( 40 мкВ/В; С4 < 45 мкВ/В. Проволочные резисторы группы С5, как уже отмечалось, обладают лишь тепловыми шумами, гораздо меньшими (на порядок), чем токовые.
Частотные свойства резисторов. При работе резисторов в диапазоне ча- стот сопротивление может изменяться относительно его номинала при постоянном токе, что приводит к изменению выходных параметров и устойчивости работы функциональных узлов, блоков и РЭА в целом. Эти изменения, особенно для мегагерцевого диапазона частот, могут составлять единицы децибел.
В общем случае упрощенная эквивалентная схема резистора для высоких частот (рис.71) кроме собственно активного сопротивления R
включает реактивные составляющие – индуктивности L’пар
и L"пар
и емкость Спар
. Так как они ухудшают частотные свойства резисторов, их часто называют паразитными. В различных типах резисторов паразитные индуктивности и емкость образуются по-разному, поэтому и меры, предусматривающие их уменьшение, также отличаются. Более подробно мы рассмотрим это при описании конкретных типов резисторов. В проволочных резисторах паразитные индуктивности образуются в обмотке провода и в выводах, а паразитная емкость - между витками обмотки.
Рисунок 1.3.6 Эквивалентная схема резистора для высоких частот Проволочные резисторы по сравнению с непроволочными гораздо менее высокочастотны и применение их без принятия специальных мер ограничивается областью постоянного тока и диапазоном звуковых частот.
С увеличением частоты, как известно, индуктивная составляющая полного сопротивления растет, а емкостная уменьшается, поэтому сопротивление проволочного резистора может в принципе изменяться и в ту и в другую сторону. Однако с увеличением частоты сопротивление проволочного сопротивления резистора всегда увеличивается. Объясняется это и другой более важной причиной– действием поверхностного эффекта. С увеличением частоты переменного поля в толще проводника индуцируются токи (токи Фуко), которые вытесняют проходящий переменный ток
на поверхность проводника. При этом действующее сечение проводника по сравнению с его сечением для постоянного тока (полным сечением) уменьшается и в проводниках круглого сечения принимает форму кольца, образованного разностью между внешним диаметром проволоки d
и диаметром, равным d –
хэ
,.
Величину хэ
≈1/2 р/(fµ) называют глубиной (мм) проникновения высокочастотного тока в проводник (где р – удельное объемное сопротивление, Ом • мм2
/м; f – частота переменного тока, МГц; µ – относительная магнитная проницаемость). Чем выше частота, тем меньше хэ
,.
и площадь кольца и тем больше сопротивление проволочного резистора.
В непроволочных резисторах действием поверхностного эффекта можно. пренебречь, так как они имеют зернистую структуру и диаметр зерен, как правило, гораздо меньше глубины проникновения. Для них частотные зависимости сопротивления в основном определяются паразитными емкостью и индуктивностью. В непроволочных резисторах без спиральной нарезки (низкоомных) сопротивление увеличивается с частотой, так как в их эквивалентной схеме нет паразитной емкости, а есть паразитная индуктивность. Для непроволочных резисторов со спиральной нарезкой, на- оборот, влиянием паразитной индуктивности можно пренебречь. Уменьшение сопротивления обусловлено шунтирующим действием паразитной емкости, образуемой как распределенная емкость в пазах нарезки. Чем толще поверхностный токопроводящий слой, выше диэлектрическая проницаемость покрытия и больше число витков нарезки, тем больше паразитная емкость и хуже частотные свойства резистора.
Нелинейные свойства резисторов.
Сопротивление резистора может изменяться также в зависимости от режима его работы (приложенного напряжения, протекающего тока, вида переменного поля – непрерывный или импульсный режим). При этом изменения сопротивления выражаются в процентах на единицу напряжения или тока либо просто в процентах при переходе на единицу напряжения или тока либо просто в процентах при переходе от непрерывного режима к импульсному и оцениваются соответственно коэффициентами напряжения, нагрузки или коэффициентом импульсной нагрузки.
Резисторы общего назначения
Резисторы общего назначения используются в качестве элементов аппаратуры средней точности (5 – 20%) и имеют номинальные значения сопротивления от единиц ом до 10 МОм, рабочие напряжения в пределах сотен вольт, диапазон номинальных мощностей рассеивания от 0,125 до 2 Вт и вьше, частотный диапазон до десятков мегагерц, среднее значение ТКС порядка 103
1/o
С и изменяют сопротивление к концу срока службы (хранения) не более чем на ±10%.
Резисторы этой группы используются в РЭА широкого потребления, а также в электрических цепях аппаратуры специального назначения, к которым не, предъявляют повышенных требований точности, стабильности и высокочастотности, в качестве анодных и коллекторных нагрузок, сопротивлений утечки и смещения в цепях эмиттера, базы, истока и стока, шунтов колебательных контуров и др.
Постоянные резисторы.
Среди множества типов резисторов, выпускаемых промышленностью, большинство является постоянными общего назначения. В их конструкциях используются практически все виды токопроводящих элементов. Так как резисторы, применяемые в микроэлектронной аппаратуре, должны иметь малые массу. и габариты, постепенно исчезают резисторы больших номинальных мощностей рассеивания и, наоборот, появляются резисторы милливаттных мощностей. Учитывая это, рассмотрим постоянные резисторы общего назначения, номинальная мощность которых не превышает 2Вт.
Угл е р од и с т ы е р е з и с т о р ы , предназначенные для цепей постоянного, переменного и импульсного токов радиотехнической и электронной аппаратуры, изготовляются термическим испарением гептана на керамические цилиндрические стержни, имеют радиальные или аксиальные выводы и являются резисторами поверхностного типа. Снаружи резисторы покрыты гидрофобной эмалью зеленого цвета и выпускаются обычного и тропического исполнения. Большинство этих резисторов имеют максимальную рабочую температуру 100о
С и рабочую температуру 40 о
С, при которой допустим коэффициент нагрузки, равный единице; для резисторов тропического исполнения эти температуры соответственно равны 125 и 70 о
С.
Резисторы этой группы достаточно высокочастотны, так как обладают небольшой паразиткой емкостью в витках нарезки из-за меньшей толщины токопроводящего слоя (сотые доли микрометра), малогабаритны и стабильны
(их ТКС средний и всегда отрицательный). Однако из-за широкого применения металлопленочных и быстрого развития микропроволочных высокостабильных резисторов, некоторые типы которых по массе и габаритам не уступают углеродистым, их применение ограничено.
В настоящее время выпускаются углеродистые резисторы С1, предназначенные для работы в условиях сухого и влажного тропического климата, габариты и масса которых значительно меньше, чем у ранее выпускаемых резисторов ВС. Кроме того, они более влагостойки и менее подвержены обрастанию плесневыми грибками.
Металлопленочные резисторы, предназначенные для цепей постоянного, переменного и импульсного токов аппаратуры нормального и тропического исполнения, тепло и влагостойкости, обладают повышенной механической прочностью и часто используются в РЭА. широкого и специального назначения, особенно малогабаритной, так как по размерам они совместимы с ИС. Эти резисторы обладают лучшими электрическими параметрами, чем углеродистые и композиционные при сравнительно небольшой стоимости, что объясняет их широкое применение.
Основанием металлопленочных резисторов служат керамические стержни, на которые наносят термическим испарением пленки (толщиной от десятых долей до единиц микрометра) специальных сплавов, оксидов металлов и металлодиэлектриков. Резисторы имеют аксиальные выводы и снаружи покрыты гидрофобной эмалью, как правило, красного цвета.
По сравнению с углеродистыми металлопленочные резисторы при одной и той же номинальной мощности рассеивания имеют меньшие габариты, так как они в результате применения в качестве токопроводящего слоя оксидов металлов или сплавов, а не углерода более теплостойки. Применение температуростойкого покрьттия обеспечивает им повышенную влагозащиту. Недостатками металлопленочных резисторов являются сравнительно небольшая стойкость к импульсной нагрузке и меньший частотный диапазон, чем у углеродистых. Объясняется это большей толщиной токопроводящего слоя, ввиду чего в нарезке возникают локальные перегревы, разрушающие его края, а также увеличивается паразитная межвитковая емкость.
Основными типами металлопленочных резисторов, применяемых в настоящее время, являются МЛТ, ОМЛТ, МТ, МТЕ и группы С2. Металлизированные резисторы МТ и МТЕ имеют немного более вытянутую форму, чем резисторы МЛТ и ОМЛТ, и более теплостойки. Металлоокисные резисторы, С2-6 способны работать до температуры + 300 о
С, станатные (из сплава олова) ниточные микрорезисторы С2-12 применяют в гибридных ИС.
К о м п о з и ц и о н н ы е р е з и с т о р ы, используемые для тех же целей, что углеродистые и металлопленочные, пригодны для работы в условиях сухого и влажного тропического климата. Отличительными особенностями этих резисторов являются высокая вибропрочность, обеспечиваемая запрессовкой выводов в основание, большой уровень собственных шумов до 10мкВ/В) и зависимость сопротивления от приложенного напряжения. Число типов в этой группе невелико.
Композиционные ниточные резисторы С3-3 длиной 3 и 6 мм, шириной 0,45 мм и толщиной 0,8 и 1 мм используются для установки на подложках гибридных ИС.
Резисторы группы С4 и ранее выпускаемые ТВО (тепло- и влагостойкие объемные) имеют прямоугольную форму. Объемный токопроводящий слой запрессован в стеклоэмалевую или стеклокерамическую оболочку (см. рис. 67). Эти резисторы имеют сравнительно малые габариты и массу и хорошо компонуются на печатных платах. Номинальная мощность рассеивая резисторов ТВО до 60 Вт. Резисторы С4-1 длиной от 13,5 до 36,5 мм, высотой от 4 до 6 мм и шириной от 2,2 до 5 мм – наиболее теплостойкие (до 350 о
С).
П р о в о л о ч н ы е р е з и с т о р ы обладают повышенной температурной стабильностью и термостойкостью. Основные недостатки этих резисторов – ограниченный диапазон значений сопротивлений (до сотен кОм) и довольно высокая стоимость.
Резисторы ПЭ, ПЭВ, ПЭВР, ПЭВТ (ПЭ – проволочные эмалированные, В – влагостойкие, Р – регулируемые с хомутиком, Т – термостойкие) предыдущих выпусков и их современные модификации – резисторы С5-35, С5-36, С5-37В – имеют значительные мощности рассеивания (до 100 Вт), большие массы (до 300 г) и габариты и применяются в силовых установках (например, в выпрямителях).
Резисторы С5-31 (микропроволочные микроминиатюрные) применяются в микроэлектронной аппаратуре, например в радиоприемных трактах, вычислительных устройствах, и устанавливаются непосредственно на подложках гибридных ИС.
Переменные резисторы.
В радиовещательной и телевизионной аппаратуре в качестве регуляторов громкости, тембра, яркости, контрастности, частоты строк и кадров, размеров телевизионного изображения и для других целей используют переменные резисторы общего назначения. Кроме того, эти резисторы служат регуляторами параметров, зависящих от протекающего тока или снимаемого напряжения в производственной, медицинской и другой специальной аппаратуре. Так как во всех случаях они выполняют роль регулировочных элементов, необходимых при эксплуатации аппаратуры, к ним предъявляют требования удобства использования, плавности изменения сопротивления по тому или иному закону (линейному, логарифмическому, экспоненциальному), надежности и быстрой замены при ремонте.
Кроме регулировочных переменных резисторов общего назначения для настройки и регулировки радиоаппаратуры, особенно массового выпуска, при ее изготовлении используют подстроечные малогабаритные резисторы.
Эти резисторы обычно устанавливают внутри корпуса радиаппаратуры
и после ее
настройки и регулировки их оси законтривают нитроэмалью.
Рисунок 1.3.7 Переменные непроволочные
резисторы общего назначения: а –
сп3-19а, 6 – сп3-28, в– СП4-3-0,125
Композиционные непроволочные переменные резисторы общего назначения имеют характерные конструкции, одна из которых была показана на рис. 69. Однако разнообразие таких дополнительных признаков, как одинарная или спаренная конструкция, с выключателем и экраном или без них, радиальные или аксиальные, жесткие или гибкие выводы, одинарная или двойная ось, со стопором оси или без него обусловило наличие большого числа различных по форме, габаритам и массе типов этих резисторов (рис.
1.3.7 , а – в).
Резисторы СП2-6 (поверхностные металлизированные) имеют цилиндрический корпус диаметром 16 мм и длиной 15,9 мм с аксиальными выводами на одном из торцов, выполняются одинарными со сплошными или полными валами осей со шлицами либо сдвоенными с концентрическими валами.
Переменные резисторы СП3 и ранее выпускаемые СП (композиционные поверхностного типа) имеют корпус-экран, радиальные выводы и токопроводящий элемент в виде подковообразной пластины из гетинакса с нанесенной на одну из ее сторон токопроводящей композицией. Они могут быть одинарными и спаренными, с выключателем и без него, со стопором оси и без него. Резисторы СП3-1а и СП3-1б (бескорпусные), со штампованными полугибкими выводами предназначены в качестве подстроечных для аппаратуры массового выпуска на печатном монтаже.
Резисторы СП3-10М, используемые как регулировочные, выполняются в трех вариантах: сдвоенные с независимым вращением осей, сдвоенные с выключателем и одинарные с двухполюсным выключателем. Диаметр этих резисторов 29 мм, а масса от 35 до 71 г. Резисторы СП3-19 (подстроечные малогабаритные керметные) предназначены для специальной аппаратуры и имеют небольшие массу и. габариты, большую номинальную мощность и повышенную стабильность сопротивления. Резисторы СПЗ-28 (подстроечные бескорпусные) имеют форму квадрата со стороной 4,5 х
4,5 мм, высоту не более 1,5 мм и массу не более 0,2 г.
Резисторы СП4 и ранее выпускаемые СПО (объемные) имеют запрессованный в керамическое основание объемный токопроводящий элемент на органической связке и армированные в основании аксиальные штыревые выводы.
Рисунок 1.3.8. Переменные проволочные резисторы общего назначения:
а – СП5-2В, б – СП5-3В, в – СП5-16ВА-0,25, г – СП5-20В
Проволочные переменные сильноточные и слаботочные резисторы (1.3.8, а – г)
используются в качестве регулировочных и подстроечных элементов при эксплуатации и настройке РЭА.
Сильноточные резисторы прежних выпусков ППБ и ППБЕ (проволочные переменные бескаркасные) имеют резистивный элемент, получаемый намоткой изолированного провода на триацетатную пленку с последующим ее сплющиванием и сушкой.
Резисторы СП5-16, СП5-1В, СП5-4В (слаботочные подстроечные) соответственно круглой и прямоугольной формы, имеют армированные в пластмассовом основании жесткие выводы. Сопротивление резистора СП5-16 изменяют, вращая изоляционный винт, который вращает ползун по намотанному на медный кольцевой каркас проводу, а резистора СП5-1В(4В) – с помощью пары: микрометрический винт – изоляционная гайка, т. е. ползуном, который прямолинейно перемещается по проводу, намотанному по образующей на цилиндрический алюминиевый каркас. Применение медных и алюминиевых оксидированных каркасов улучшает частотные свойства резисторов, так как в результате появления в них токов Фуко возникают переменные поля, обратные по направлению полю намотки.
Наиболее распространенными из проволочных подстроечных резисторов с подстроечным винтом, вращающим роторный диск (ползун), являются резисторы СП5-2, СП5-3 и их разновидности. Эти резисторы имеют форму квадрата со стороной не более 13 мм, высота – не более 6,4 мм. Выводы резистора СП5-2 – от корпуса штыревые длиной 6,5 мм, а у СП5-3 – со среза одного из торцов гибкие залуженные.
Резисторы СП5-20В в форме цилиндра диаметром 23 мм и длиной от 25 до 37 мм имеют радиальные выводы.
Прецизионные резисторы
Прецизионными являются резисторы повышенной точности ±(0,05 ÷ 5)% и стабильности (ТКС≈10-4
1/о
С), номинальные сопротивления которых составляют от 1 Ом до 1 МОм, предельные рабочие напряжения – не более сотен вольт, диапазон номинальных мощностей рассеивания – от 0,05 до 2 Вт, частотный диапазон - до единиц мегагерц, а изменение сопротивления к концу срока службы – несколько процентов.
Рисунок 1.3.9. Прецизионные резисторы:
а – С2-31, б – С5-5-1, в – С5-41, г – С5-53.
Прецизионные резисторы применяют в точной измерительной аппаратуре и ответственных цепях аппаратуры специального назначения, а также как элементы магазинов сопротивлений, в цепях делителей и шунтов повышенной точности и в качестве различных датчиков и нагрузок схем, некоторые их типы показаны на Рисунке 1.3.9, а – г.
Прецизионные резисторы могут быть проволочными и непроволочными. В обоих случаях для обеспечения их высокой точности выполняют технологическую подгонку под заданный допуск номинального сопротивления. В первом случае изменяют число витков при намотке, а во
втором – юстируют токопроводящий элемент, например дополнительно нарезая витки на каркасе. Чтобы обеспечить высокую стабильность прецизионных резисторов, используют разные способы. В непроволочных резисторах уменьшают перегрев токопроводящего слоя, увеличивая поверхность теплоотдачи, резисторы подвергают длительной электротермотренировке. Очевидно что эти меры не являются наиболее рациональными, поэтому в настоящее время используется лишь ограниченное количество непроволочных прецизионных резисторов: из ранее выпущенных типов – УЛИ (углеродистые лакированные для измерительной техники) и БЛП (бороуглеродистые лакированные прецизионные) и выпускаемые в настоящее время С2-13, С2-14.
В качестве прецизионных резисторов наиболее часто используют проволочные, которые изготовляют из проволоки, имеющей положительный малый температурный коэффициент удельного сопротивления, а также не изменяющей своих свойств в процессе старения и слабо подверженной действию окружающей среды.
Основными недостатками проволочных резисторов являются довольно высокая стоимость, большие габариты и часто ограниченный частотный диапазон. Однако развитие микрометаллургии (получение микропровода в стеклянной изоляции) позволило изготовлять проволочные резисторы, габариты которых сравнимы с габаритами прецизионных непроволочных резисторов и даже меньше. В результате принятия ряда конструктивных мер (встречная намотка, намотка двойным проводом, применение металлических каркасов) паразитные индуктивность и емкость проволочных резисторов могут быть сведены к необходимому минимуму, а тем самым может быть обеспечена работа этих резисторов в мегагерцевом диапазоне.
Резисторы ПКВ (проволочные на керамическом каркасе влагостойкие), предназначенные для работы в условиях высокой влажности и повышенных температур, крепят на платах винтами, шпильками и шайбами. Так как резисторы ПКВ имеют значительные габариты и массу; применение их в малогабаритной аппаратуре нецелесообразно.
Резисторы С5 устанавливаются в микроэлектронной аппаратуре на печатных платах и подложках гибридных ИС. Резисторы С5-5 обычного и тропического исполнения выполняют намоткой с шагом манганинового провода на керамический каркас, который уплотняют кремнийорганической резиной, фторопластовой лентой и защищают металлическим кожухом, а с торцов – керамическими шайбами. Диаметр этих резисторов от 6,15 до 11,2 мм, а длина от 20 до 52 мм. Резисторы С5-15 прямоугольной формы, выполненные из микропроволоки в стеклянной изоляции, имеют самые меньшие размеры (4 х 3,
6 х 2,5 мм), массу, номинальную мощность, наиболее вибропрочны и устанавливаются на подложках гибридных ИС. Резисторы С522, предназначенные для работы в условиях высокого вакуума, имеют широкий диапазон номинальных сопротивлений и размеры 8 х 8 х 3,6 мм. Резисторы С5-25В диаметром от 7 до 11 мм и длиной от 17 до 22,5 мм в отличие от резисторов С5-5 не имеют металлического корпуса и защищены от действия внешней среды лишь компаундом. Поэтому верхний предел их рабочей температуры меньше.
Резисторы С5-41 (высокочастотные – до 1МГц) прямоугольной формы
(
27 х 10 х 3,5 мм) используются только для печатного монтажа. Резисторы С553 и С5-54, применяемые на частотах до 1кГц, имеют диаметр от 9 до 19 мм и длину от 20 до 56 мм.
Высокочастотные резисторы и резисторы СВЧ
Высокочастотными являются резисторы, не изменяющие существенно свое сопротивление на радиочастотах выше 10 МГц. Такие резисторы обладают малым сопротивлением (от единиц до сотен ом), средними точностью ± (5 ÷ 20) и стабильностью (ТКС ≈ 5 • 104
1/о
С). Номинальная мощность рассеивания лежит в пределах от 0,1 – 200 Вт, рабочие напряжения не превышают сотен вольт, а сопротивление в процессе старения изменяется не более чем на 5 – 15%. Высокочастотные резисторы обычно используют при конструировании высоко и сверхвысокочастотных трактов аппаратуры в качестве согласующих нагрузок, а также в измерительной приемнопередающей и радиолокационной аппаратуре.
Главное свойство этих резисторов – высокочастотность – обеспечивается отсутствием нарезки, а в ряде случаев – проволочных выводов и покровной эмали. Отсутствие нарезки приводит к тому, что в резисторе не возникает паразитная емкость, а следовательно, его сопротивление не зависит от частоты, так как отсутствует емкостный шунт. Это ограничивает диапазон номинальных сопротивлений (не более 200 – 300 Ом), но в диапазоне СВЧ более высоких номиналов сопротивлений не требуется. Отсутствие проволочных выводов сводит к минимуму паразитную индуктивность, что также расширяет частотный диапазон использования резисторов. Наконец, отсутствие - покровной эмали уменьшает шунтирующее действие диэлектрика на токопроводящий слой и улучшает теплоотвод с поверхности резисторов рассеиваемой мощности, которая в диапазоне СВЧ является ограничивающим фактором. Некоторые типы высокочастотных резисторов приведены – на рис.
1.3.10,а, б.
Резисторы МОН (металлоокисные незащищенные) диаметром от 4,2 до 8,6 мм и длиной от 10,8 до 18,5 мм выпускаются обычного и тропического исполнения в трех вариантах: с аксиальными выводами от стержня цилиндрической формы; без выводов, той же формы, но с контактными колпачками, по торцам стержня либо с контактными поясками на его краях.
Резисторы МОУ (металлоокисные ультравысокочастотные) используются в качестве безреактивных поглотителей энергии и выполняются в виде стержней, трубок и шайб. Резисторы С2-11, конструктивно оформленные так же, как рези- сторы МЛТ, обладают повышенной ―высотностью‖, т.е. могут эксплуатироваться при значительно низких атмосферных давлениях. Резисторы С2-34 цилиндрической формы имеют диаметр от 2,2 до 4,2 мм и длину от 6 до 10,8 мм, т. е. достаточно миниатюрны и используются в высокочастотных микроузлах.
Рисунок 1.3.10. Высокочастотные, высокомегаомные, высоко- вольтные и специальные резисторы:
а –
МОН-0,5, б –
С5-32Т, в – КИМ-Е, г –
С3-6, д –
терморе- зистор СТ3-14, е – фоторезистор СФ2-5, ж –
магниторезистор
Резисторы С5-32Т (микропроволочные малогабаритные) имеют длину 6 мм и диаметр 2,6 мм и обладают повышенной ―высотностью‖. Паразитная индуктивность составляет не более 0,1 мкГн. Герметизация кремнийорганическим компаундом делает их устойчивыми к воздействию нейтронного и γ-излучения.
Р е з и с т о р ы СВЧ представляют особую группу и способны работать на частотах до 10 ГГц. Эти резисторы рассчитаны на эксплуатацию в диапазоне температур от – 60 до + 85 и даже до + 125 о
С при вибрационных нагрузках от 7,5 до 40 g, ударах от 35 до 150 g и пониженном атмосферном давлении от 666 до 1,33 • 10-4
Па. Резисторы С6-1, имеющие номинальную мощность рассеивания от 0,125 до 1 Вт и массу от 0,7 до 6,5 г, выполнены в виде тонкослойной (1 мм) металлизировайной пластины со стороной квадрата от 4,5 до 45,6 мм. Резисторы С6-3 диаметром 3,1 мм и длиной (с выводами) 14 мм выполнены в виде керамической трубки обычного предохранителя. Резйсторы С6-4 используются в микрополосковых гибридных ИС на частотах до 10 ГГц и выпускаются по заказам заводовизготовителей РЭА. Резисторы С6-6 предназначены для работы в диапазоне мощностей от 0,5 до 10 Вт йа частотах до 4 ГГ ц и имеют пластинчатую форму длиной от 4 до 20 мм, шириной от 3-до 6 мм, толщиной 1 мм, либо цилиндрическую диаметром от 1,5 до 4 мм и длиной от 12 до 24 мм.
Высокомегаомные и высоковольтные резисторы Резисторы специального назначения
В ы с о к о м е г а о м н ы е р е з и с т о р ы, отличительной особенностью которых является низкий уровень номинальной мощности рассеивания (порядка десятков милливатт и меньше), имеют сопротивление от единиц – десятков мегаом до тысячи гигаом. Точность этих резисторов ± (5 ÷ 30) %, ТКС≈10-3
1/о
С, рабочие напряжения – сотни вольт, изменение сопротивления к концу срока службы 10 – 30%.
Высокомегаомные резисторы применяют в измерительной РЭА (для измерения весьма слабых токов низкой частоты, в дозиметрах излучений и д.р.).
Повышенные значения сопротивлений высокомегаомных резисторов получают применением композиций со значительным удельным сопротивлением в виде тонких пленок, что ограничивает мощность, рассеиваемую на поверхности резисторов, до единиц – долей милливатт.
В ы с о к о в о л ь т н ы е р е з и с т о р ы, имеют предельные рабочие напряжения порядка.десятков киловольт; номинальные сопротивления – сотни килоом – десятки гигаом, точность 10 – 20%, ТКС = 10-3
1/о
С и изменяют сопротивление к концу срока службы на 10 – 25%. Номинальная мощность рассеивания колеблется от десятков милливатт до десятков ватт. Эти резисторы применяют в высоковольтных цепях передающей и другой РЭА в качестве делителей напряжения, поглотителей и др, некоторые типы высокомегаомных и высоковольтных резисторов приведены – на рис. 78, в, г.
Высокомегаомные резисторы КИМ-Е (композиционный изолированный малогабаритный), номинальная мощность рассеивания которых равна 0,125 и 0,05 Вт, имеют соответственно длину 8 и 3,8 мм и диаметр 2,5 и 1,8 мм. Примерно аналогичны по конструкции резисторы С3-10.
Высоковольтные резисторы С3-6 цилиндрической формы с радиальными выводами, номинальная мощность рассеивания которых равна 0,5 и 1 Вт, имеют соответственно диаметр 5,7 и 9,5 мм и длину 26 и 47 мм. Резистор С314 может быть как высоковольтным, так и высокомегаомным. Во втором случае его предельные рабочие напряжения не превышают 350 В (при номинальной мощности рассеивания от 0,01 до 0,125 Вт).
Резисторы специального назначения (рис. 1.3.10,д – ж)
основаны на принципах изменения сопротивления в зависимости от приложенного напряжения (варисторы), освещенности (фоторезисторы), температуры (терморезисторы) или мощности (термисторы). Эта группа резисторов по эксплуатационным параметрам и их диапазонам не может быть охарактеризована как единое целое. Обычно такие резисторы применяют в качестве измерителей, стабилизаторов и преобразователей различного рода сигналов в электрические сигналы и используют в аппаратуре автоматики и телемеханики, а также измерительной и индикаторной РЭА.
Резисторы интегральных микросхем
Все элементы полупроводниковых ингегральных схем транзисторы, диоды, резисторы и конденсаторы) создаются на базе р-n-переходов в теле кремниевой подложки методами, эпитаксии и диффузии. Резисторы полупроводниковых схем получают в базовой области и их сопротивление определяется ее сопротивлением, которое лежит в пределах от 25 Ом до единиц килоом. Технологическая точность резисторов не превышает ± 30%, а ТКС = ±103
,1/о
С. Резисторы толстоплѐночных микросхем получают методом шелкографии – нанесение через трафареты на поверхность керамических подложек (керамики 22ХС) специальных паст с последующим их вжиганием (методом горячей керамики). Наибольшее распространение в микроэлектронной технике специального назначения получили тонкоплѐночные микросхемы, на базе которых создаются большие гибридные интегральные схемы. Объясняется это тем, что тонкоплѐночная технология позволяет расширить пределы номинальных значений параметров элементов и получить более высокую точность, стабильность и надѐжность.
Резисторы тонкопленочных схем создают, напыляя металлы или другие токопроводящие вещества обычно на ситалловые подложки. Конфигурация резисторов определяется топологией (размещением и размерами) резистивного слоя масок, через ―окна‖ в которых проводится напыление. При этом используют как вакуумное термическое испарение, так и катодное распыление. Процесс напыления выполняют в специальных вакуумных установках.
Таблица 1.3.1. Основные параметры тонкоплѐночных резисторов
Материал
ρٱ
Ом/ٱ
ТКС = ±10-4
,1/о
С
Р0
,
мВт/мм2
МЛТ-3М
Тантал
Керметы
Силициды
200-500
300-1000
2000-10000
4000-5000
±(1,2÷2,4)
±(0,1÷1)
±(0,5÷7)
-
10 30 20 10
Рисунок 1.3 11. Геометрия тонкопленочного резистора типа ―меандр‖:
1ср и b – средняя длина и ширина резистора, t, a, L и В –
шаг, расстояние между звеньями, длина и ширина меандра
Маски могут быть металлическими и фоторезистивными. Фоторезистивные маски получают методом фотолитографии, разрешающая способность которого составляет единицы микрометра. Однако из технологических и точностных соображений минимально допустимую ширину ―окна‖ в маске выбирают равной 50-100 мкм. Для напыления резисторов применяют сплав МЛТ-ЗМ, тантал, керметы и силициды. Основным параметром напыляемого материала является сопротивление квадрата его поверхности ρٱ
= ρυ
/d, где ρυ
- удельное обьѐмное сопротивление, Ом • см; d –
толщина напыляемой пленки, см. Важными параметрами для, расчета тонкопленочных резисторов являются также ТКС и удельная мощность рассеивания Р0
.
Основные параметры тонкопленочных резисторов, получаемых на основе различных напыляемых материалов, приведены в табл. 1.3.1. Тонкопленочные резисторы могут иметь форму полоски или меандра (рис. 79) и обладают рядом преимуществ перед полупроводниковыми: они более стабильны (± 10-4
1/о
С), точны (до ± 5%) и имеют диапазон номиналов сопротивлений до 100 кОм, который обычно ограничивается в пределах от 50 Ом до 50 кОм.
1.4 КОНДЕНСАТОРЫ
Классификация и конструкции
Принцип действия конденсатора основан на способности накапливать на обкладках электрический заряд при приложении к ним разности потенциалов. По назначению конденсаторы делят на контурные, блокировочные, разделительные, фильтровые, термокомпенсирующие и подстроечные, а по характеру изменения емкости – на постоянные, переменные и полупеременные.
По материалу диэлектрика различают три вида конденсаторов : с газообразным, жидким и твѐрдым диэлектриком. К первому относят переменные и полупеременные воздушные конденсаторы и газонаполненные постоянные, а ко второму – маслонаполненные и с синтетической жидкостью, которые ограниченно применяют в радиоаппаратуре. Широкое распространение и наибольшее количество типов имеют конденсаторы третьего вида. В зависимости от материала диэлектрика их подразделяют на группы, присваивая сокращенные обозначения : керамические на номинальное рабочее
Напряжение до 16000 В (К10) и выше 1600 В (К15); стеклянные (К21), стеклокерамические (К22), стеклоэмалевые (К23); слюдяные (К31); бумажные с фольговыми обкладками на напряжение до 2 кВ (К40) и выше 2 кВ (К41), а также бумажные с металлизированными обкладками (К42); электролитические фольговые алюминиевые (К50), танталовые или ниобиевые (К51) и танталовые объѐмно-пористые (К52); оксиднополупроводниковые (К53) и оксидно-металлические (К54); вакуумные (К61); полистирольные с фольговыми и с металлизированными обкладками плѐночные (К70) и (К71); фторопластовые плѐночные (К72); полиэтилентерефталатные с металлизированными и с фольговыми обкладками плѐночные (К73 и К74); комбинированные плѐночные (К75) и лакопленочные (К76); поликарбонатные и полипропиленовые плѐночные (К77 и К78); переменные вакуумные (КП1); подстроечные воздушные (КТ22) и с твѐрдым диэлектриком (КТ4). Конденсаторы тонкопленочных гибридных и полупроводниковых ИС имеют твѐрдый диэлектрик.
Современное производство рассчитано в основном на изготовление керамических, плѐночных, электролитических и оксидно-полупроводниковых конденсаторов. Конденсаторы могут быть пакетной, трубчатой, дисковой, литой секционированной, рулонной и многопластинчатой конструкций.
Пакетная конструкция характерна для слюдяных (рис.1.4.1, а - в
), стеклоэмалевых, стеклокерамических и некоторых керамических конденсаторов. Пакет 4
собирают из чередующихся пластинок 2
слюды и напыленных металлизированных обкладок 3
, соединяемых в общий контакт фольговыми полосками 1
по торцам пакета, к которому припаивают выводы 6
в виде проволочек или лент. Обкладки стеклоэмалевых, стеклокерамических и некоторых керамических конденсаторов выполняют вжиганием пасты на основе серебра. Пакетную конструкцию опрессовывают и покрывают влагозащитной эмалью.
Рисунок 1.4.1. Слюдяной конденсатор с металлизированными обкладками; а – сборка пластин, б – пакет пластин после сборки, в – опрессованный конденсатор;1 – фольговая полоска, 2 – пластинка слюды, 3 –
Трубчатая конструкция характерна для некоторых керамических конденсаторов (рис.82, а, б
). Серебряные обкладки 4
и 5
наносят вжиганием на внешнюю и внутреннюю поверхности керамических трубок 6
, имеющих толщину стенок 0,25 мм и более. Для присоединения гибких проволочных выводов 1
внутреннюю обкладку выводят на внешнюю поверхность трубки и создают между ней и внешней обкладкой изолирующий «поясок» 2
. В миниатюрных конденсаторах выводы припаивают к обкладкам, не закручивая и не создавая перехода. Трубчатые конденсаторы имеют влагостойкое эмалевое покрытие, по цвету которого определяют группу их стабильности емкости.
а) – общий вид, б) – конструкция; а) – общий вид, б) – конструкция;
Дисковая конструкция характерна для некоторых постоянных и полупеременных керамических конденсаторов (рис. 1.4.2, а, б
). Серебряные обкладки 2
и 4
вжигаются в обе плоскости керамического диска и имеют форму полумесяца (при жѐстком креплении проволочных выводов 1
, проходящих через толщу диска 5
) или круга (при пайке проволочных выводов к обкладкам). Дисковые конденсаторы также покрывают цветной эмалью.
Литая секционированная конструкция характерна для керамических конденсаторов КЛС (керамические литые секционированные – рис. 1.4.3) и КЛГ (керамические литые герметизированные). Конденсаторы изготовляют литьем горячей керамики. Минимальная толщина стенок 100 мкм, а воздушного зазора секционированный (прорези) между ними 130 – 150 мкм. Обкладки наносят на
поверхности стенок окунанием в серебряную пасту и вжиганием ее. Для коммутации секций сошлифовывают торцы пазов и наращивают общие обкладки, после чего припаивают к ним проволочные выводы. Затем конденсаторы лакируют, покрывают цветной эмалью и цветными полосками или точкой маркируют по группам температурной стабильности.
Рулонная конструкция характерна для бумажных (рис. 1.4.4, а, б
), пленочных и электролитических конденсаторов сухого типа. Бумажные и пленочные конденсаторы изготовляют, одновременно свертывая в рулон фольговые обкладки 2,
разделенные бумагой 1
или пленкой (толщина бумаги не менее 5 мкм, пленки 10 –20 мкм, обкладок из алюминия 80 мкм). Обкладки металлобумажных и металлопленочны х конденсаторов получают нанесением тонкого металлического слоя (сотые доли микрометра) на поверхность ленты из диэлектрика.
Электролитические конденсаторы изготовляют, прокладывая между двумя лентами обкладок (оксидированной и неоксидированной) ленту из бумаги или бязи, пропитанной электролитом и сворачивая их в рулон. Роль диэлектрика
выполняет оксидная пленка алюминия (
= 10) или тантала (
= 25) толщиной в сотые доли – единицы микрометра. Малая толщина диэлектрика обеспечивает электролитическим конденсаторам высокую удельную емкость. Электролит выполняет роль второй обкладки, необходим для поддержания требуемой электрической прочности пленки при рабочих напряжениях от единиц до сотен вольт и является ограничивающим гасящим сопротивлением в схеме конденсатора. Толщина алюминиевой фольги 50-100 мкм, а танталовой до 10 мкм.
Многопластинчатая конструкция характерна для воздушных конденсаторов переменной емкости (рис. 1.4.5). Основными элементами таких конденсаторов являются корпус 4,
статорная и роторная секции, системы подвески оси и статора, ось 2
и токосъемник 6.
Статорная секция состоит из пластин 5,
а роторная – из пластин 10
и 11,
укрепленных на швеллерах и оси различными способами (расчеканкой, пайкой, отбортовкой, методом напряженных посадок). Ротор, как правило, заземлен на корпус, а статор изолирован от него.
При вращении оси изменяется взаимное положение роторных и статорных пластин в пределах от 0 до 180, а следовательно, площадь их перекрытия и емкость конденсатора. Закон изменения емкости в зависимости от угла поворота чаще определяется формой роторных пластин, а реже – статорных. Подпятник 8
служит для
регулировки плавности вращения оси. Крайние пластины 10
ротора делают разрезными. Отгибая или подгибая часть сектора пластины, можно изменять емкость в небольших пределах, подгоняя ее под требуемое значение для заданного угла поворота согласно закону изменения емкости данного конденсатора.
Основными параметрами конденсаторов всех типов являются номинальная емкость, класс точности, температурный коэффициент емкости, номинальное рабочее напряжение, сопротивление изоляции, частотные характеристики, а переменных и полупеременных, кроме того, – закон изменения емкости от угла поворота и ее диапазоны.
Емкость
(Ф) конденсатора в общем случае С =Q/U, где Q – накопленный на обкладках электрический заряд, Кл; U – напряжение на обкладках, В.
Емкость (пФ) конденсаторов с плоскими электродами С =0,0884S/d, где
– относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика; S – площадь обкладки, см3
; d – толщина диэлектрика, см.
Емкость (пФ) многопластинчатых, пакетных и литых секционированных конденсаторов С = 0,0884S(n-1)/d, где n – число пластин (обкладок).
Емкость (пФ) трубчатых конденсаторов С = 0,241l/[lg(D2/D1)], где l – длина обкладок по образующей цилиндра, см; D1 и D2 – внешний и внутренний диаметры трубки, см.
Так как толщина трубки = D1 – D2 , то С = 0,241 l/[lg(1- /D1)].
Ёмкость (пФ) конденсаторов рулонного типа С=0,1768 bl
/d
, где b
и l
– соответственно ширина и длина обкладки, нанесѐнной на ленту, d
– толщина диэлектрика.
Одной из важнейших характеристик качества конденсаторов является удельная ѐмкость (пФ/см3
) (емкость, отнесенная к объѐму конденсатора V) Суд=С/V.
Номинальная ѐмкость
конденсатора 1 пФ и выше определяется рядом значений, приведѐнных в ГОСТ 2519-67. Фактическая ѐмкость конденсатора может отличаться от номинальной. Эти отличия определяют класс точности конденсаторов (ГОСТ 9661073), т.е. допустимые отклонения ѐмкости от номинальной (в процентах). Для основных классов точности большинства групп конденсаторов существуют ряды номинальных емкостей: для I класса ( 5%) – ряд Е24; для II класса ( 10%) –ряд Е12; для III класса ( 12%) – ряд Е6 (цифра после буквы обозначает количество градаций значений емкости, которое может быть умножено на 10 n
, где n –целое положительное или отрицательное число).
Номинальные ѐмкости электролитических конденсаторов выбирают из ряда 0,5; 1, 2, 5, 10, 20, 30, 50, 100, 200, 300, 500, 1000, 2000, 5000. Номинальные ѐмкости (от 0,1 мкФ и выше) конденсаторов с бумажным и плѐночным диэлектриком в прямоугольных корпусах имеют следующий ряд значений: 0,1; 0,25; 0,5; 1; 2; 4; 6; 8; 10; 20; 40; 60; 80; 100; 200; 400; 600; 800; 1000.
Стабильность ѐмкости
конденсаторов определяется еѐ изменениями под действием таких дестабилизирующих факторов, как температура, старение, влага, фоновое излучение и др. Наибольшее влияние оказывает температура. Еѐ влияние на ѐмкость конденсаторов небольших емкостей оценивается температурным коэффициентом емкости (1/С) ТКЕ= С/(Со t), где Со – емкость конденсатора при нормальной температуре, пФ; С –отклонение ѐмкости при изменении температуры на t, С.
Для большинства конденсаторов в рабочих диапазонах температур наблюдается постоянство ТКЕ, т.е. закон изменения ѐмкости от температуры близок к линейному. Это особенно характерно для высокочастотных керамических конденсаторов, ТКЕ которых обозначают буквой (П – плюс, М – минус, МПО – ноль) и цифрами, указывающими значение ТКЕ, умноженное на 10 6
1/ С. Конденсаторы при этом окрашиваются эмалью определенного цвета и имеют (или не имеют) знаковую отметку.
Электрическая прочность
конденсатора по ГОСТ 21 415-75 характеризуется номинальным и испытательным напряжением, а также перенапряжением. Номинальным является максимальное напряжение, при котором конденсатор может работать в течение минимальной наработки в условиях, указанных в технической документации. Испытательное – это напряжение, превышающее номинальное и служащее для проверки электрической прочности конденсатора. Перенапряжение превышает номинальное и может кратковременно подаваться на выводы конденсатора.
Сопротивление изоляции
конденсаторов определяется токами утечки, обусловленными током абсорбции и диссоциацией влаги на их поверхности. Сопротивление изоляции зависит от температуры и влажности окружающей среды, поэтому для его повышения и стабильности работы конденсаторов их герметизируют. Сопротивление изоляции керамических, слюдяных и плѐночных конденсаторов 104
105
МОм, а бумажных и металлобумажных 102
103
МОм. Значительными токами утечки (единицы миллиампер) обладают электролитические конденсаторы.
Частотные свойства
конденсаторов характеризуются паразитной индуктивностью и активными потерями.
В зависимости от преобладания активных потерь (в диэлектрике или в обкладках и выводах) эквивалентные схемы конденсаторов имеют различный
вид. Для эквивалентной схемы высокочастотных конденсаторов в основном характерны паразитная индуктивность выводов Lв и потери в диэлектрике Rд (рис. 1.4.6, а
). Эквивалентная схема бумажных и б
– низкочастотного электролитического) плѐночных низкочастотных конденсаторов аналогична схеме, показанной на рис. 1.4.6, а
. Основным ограничением применения электролитических конденсаторов на определѐнной частоте являются потери в электролите Rэ. Так, из схемы, показанной на рис. 1.4.6, б
, видно, что область возможного применения электролитических конденсаторов ограничивается диапазоном от постоянного тока и звуковых частот.
Высокочастотные конденсаторы постоянной ѐмкости.
Высокочастотные конденсаторы (керамические, слюдяные, стеклоэмалевые, стеклокерамические и стеклянные) имеют малую паразитную индуктивность и незначительные потери в диэлектрике, обладают высокими стабильностью (10 5
1/ С) и точностью (до 2%), достаточной температуростойкостью, малыми габаритами и массой.
Высокочастотные конденсаторы
применяют в схемах генераторов и усилителей сверхвысокой, высокой и промежуточной частот. Наиболее точные и стабильные высокочастотные конденсаторы используют как контурные, а остальные – в качестве разделительных, фильтровых и термокомпенсирующих в высокочастотных цепях. Номинальная ѐмкость некоторых из них может быть до 1мкФ, поэтому их используют как разделительные и даже фильтровые по высокой и низкой частоте (например, КМ, КЛГ, КЛС).
Рисунок 1.4.7. Высокочастотные конденсаторы а –
КЛГ, б –
КМ-6, в –
КД-2Е, г –
КТ-1, д –
КТП (вариант «б»), е
– К10-17 (варианты «а» и «в»), ж
– К10-60, з
– К15-5, и
– КСОТ, к
– К22-4
Керамические литые герметизированные и секционированные конденсаторы КЛГ и КЛС имеют значительную ѐмкость и сравнительно малые габариты 4 5 (4 10) мм. Конденсаторы, изготовляемые из термостабильной керамики, имеют, как правило, малую емкость и жесткие допуски ( 2%; 5%), а из сегнетокерамики – менее стабильны и точны (от – 20 до +80%), но обладают наибольшей емкостью.
Керамические малогабаритные пакетные конденсаторы КМ-6 (монолитные) обладают повышенной удельной емкостью вследствие малой толщины пластинок (0,2 мм), спрессованных в пакет, или применения керамики, обладающей высокой диэлектрической постоянной (тиконд-150,
сегнетокерамика).
Дисковые керамические конденсаторы КДУ и КДО используются в качестве контурных, разделительных и фильтровых (опорных) в высокочастотных цепях аппаратуры. Конденсаторы КДУ, имеющие короткие утолщенные ленточные выводы, припаянные параллельно или перпендикулярно обкладкам диска (диаметром 8,5 – 16,5 мм и толщиной 2 – 5 мм), обладают малой собственной индуктивностью и могут применяться на частоте до 500 МГц. Конденсаторы КДО (фильтровые) имеют металлический фланец с резьбовой втулкой, на котором закреплен диск диэлектрика.
Плюсовой вывод выполнен в виде ленточного лепестка, а минусовой – в виде резьбовой втулки, с помощью которой конденсатор ввинчивают в металлическое основание. Конденсаторы КД-2Е (дисковые повышенной надежности) используются как контурные и имеют диаметр 6 –10 мм при толщине 7 мм.
Керамические трубчатые конденсаторы КТ, КТ-1Е и КТ-2Е, обладающие высокой точностью, стабильностью и надежностью, чаще используются как контурные, имеют размеры (3,5 7) (10 50) мм и радиальные гибкие проволочные выводы. Конденсаторы КТ-1Е и КТ-2Е (повышенной надежности) похожи по конструкции на резисторы ОМЛТ (на трубки надеты колпачки с проволочными аксиальными выводами).
Керамические трубчатые проходные КТП и опорные КО конденсаторы, используемые в качестве фильтровых при напряжении до 750 В, ввинчиваются в шасси аппаратуры металлическими резьбовыми фланцами.
Керамические высоковольтные импульсные конденсаторы КВИ, используемые в цепях напряжением от 5 до 15 кВ, при обычной цилиндрической форме имеют гибкие проволочные аксиальные выводы, а выполненные в виде укороченного плоского цилиндра – резьбовые втулки, прессованные в торцы. Эти конденсаторы применяют в высоковольтных выпрямителях телевизионных приемников.
Керамические миниатюрные конденсаторы К10 предназначены в качестве компонентов микросхем и микросборок.
Конденсаторы К10-17 превосходят по удельной емкости в 2-3 раза конденсаторы КМ-6 К10-9 и выпускаются трех исполнений: в опрессованных и компаундированных оболочках с гибкими проволочными выводами (для РЭА, работающей в тропических условиях) и с металлизированными выводами –площадками (для микросхем). Размеры конденсаторов первых двух исполнений от 6,6 4,5 5,5 до 8,2 6,6 5,5 мм, а третьего – от 1,7 1,2 1 до 5,9 4,3 1,8 мм.
Конденсаторы К10-22 имеют диаметр от 1,7 до 6,7 мм и толщину не боле 0,3 мм.
Конденсаторы К10-23 по конструкции аналогичны первому варианту исполнения конденсаторов К10-17, имеют размеры 9 4,5 6,5 мм и применяются в условиях тропического климата.
Конденсаторы К10-27, изготовленные в виде монолитной керамической пластины прямоугольной формы с размерами сторон (4 8) (4 6,5) мм при толщине 1 – 1,2 мм. Так как эти конденсаторы выполнены из двух, трех или пяти секций, они соответственно имеют по три, четыре и шесть выводов.
Конденсаторы К10-42 (незащищенные для СВЧ техники), предназначенные для работы на частоте до 2 ГГц, имеют торцевые луженые или серебреные контакты; их размеры 1,5 (1,3 1,4) (1 1,2) мм.
Конденсаторы К10-50 выпускаются в двух вариантах – «а» и «б». Для варианта «а» длина составляет от 6,8 до 8,4 мм, высота 5,6 мм; ширина от 4,6 до 6,7 мм при массе от 0,5 до 0,8 г. Для варианта «б» длина составляет от 1,5 до 5,5 мм, высота от 1,2 до 4,4 мм при массе от 0,1 до 0,6 г.
Слюдяные опрессованные конденсаторы КСОТ и К31У-3Е нескольких типоразмеров отличаются габаритами, массой, выводами (проволочные, ленточные, резьбовые) и используются как контурные и разделительные в высокочастотных цепях. Эти конденсаторы имеют четыре группы стабильности, обозначаемые на корпусе буквами А, Б, В, и Г. наиболее стабильны конденсаторы группы Г (с металлизированными обкладками), поскольку их ТКЕ определяют в основном КТР диэлектрика (слюда), а не фольги, который значительно больше. Конденсаторы пропитываю церезином и опрессовывают термоактивной пластмассой.
Стеклянные конденсаторы К21-7 предназначены для работы в высокочастотных, а также импульсных устройствах, выпускаются тропического исполнения прямоугольной формы с размерами
(7,5 11) (3 3,5) (9,5 11,5) мм и предназначены для установки на печатные платы.
Стеклокерамические конденсаторы К22-4 применяют в герметизированных микросхемах вместо конденсаторов К10-9 и К10-17, стоимость которых выше. Размеры этих конденсаторов (2,7 6,1) (2,8 6,8) 2,1 мм.
Низкочастотные конденсаторы постоянной емкости
В цепях постоянного, пульсирующего и переменного токов низкой частоты в качестве фильтровых, блокировочных и разделительных применяют конденсаторы большой номинальной емкости. Такими конденсаторами являются бумажные, металлобумажные, пленочные и в большей части электролитические, а также оксидно-полупроводниковые.
Бумажные, металлобумажные и пленочные конденсаторы чаще всего применяют как разделительные и блокировочные, пленочные малой емкости – как контурные, а бумажные большой емкости – как фильтровые низкой частоты.
Основные конструкции бумажных, металлобумажных и пленочных конденсаторов приведены на рис. 90, а – е.
Бумажные конденсаторы обладают повышенной удельной емкостью вследствие малой толщины диэлектрика (до 5 мкм), достаточно температуростойки и дешевы в изготовлении.
Металлобумажные конденсаторы имеют еще более высокую удельную емкость, поскольку их изготавливают из металлизированной бумаги с весьма тонким (до 1 мкм) слоем металлизации. После пробоя благодаря выгоранию слоя металлизации вокруг канала пробоя (обуглившегося столбика бумаги) они самовосстанавливаются, т.е. исчезает короткое замыкание обкладок.
Основными недостатками бумажных и металлобумажных конденсаторов являются большие потери и невысокая стабильность. Кроме того, практически все эти конденсаторы требую пропитки и герметизации корпуса.
Электрическая прочность металлобумажных конденсаторов в процессе старения снижается и, кроме того, они имеют низкое сопротивление изоляции (за счет миграции ионов слоя металлизации в бумагу), что необходимо учитывать при расчете разделительных цепей каскадов усилителей.
Рисунок 1.4.8. Бумажные, металлобумажные и пленочные конденсаторы: а–
К42П-5, б –
К71-5, в –
К71-7, г –
К73-16, д –
К75-24, е –
К77-2б
Конденсаторы К40У-9 (в герметизированном металлическом корпусе) цилиндрической формы, с аксиальными выводами используются как блокировочные и разделительные. Предшественниками их являлись конденсаторы К40П-2 (малогабаритные в пластмассовой опрессовке), которые и сейчас могут применяться в РЭА широкого назначения.
Конденсаторы К42П-5 (цилиндрические с герметичными торцами) предназначены для малогабаритной аппаратуры, эксплуатируемой в сравнительно легких условиях.
При крайних значениях температур отклонение емкости бумажных и металлобумажных конденсаторов от номинальной не превышает 15%.
В пленочных конденсаторах многих типов в качестве диэлектрика используются неполярные пленки из полистирола и фторопласта-4, а также полярные из лавсана (полиэтилентерефталата) и фторопласта-3. Толщина пленки обычно составляет 20-30 мкм, а лака – от 2 до 3 мкм. Обкладки этих конденсаторов выполняют из фольги или напыляют на диэлектрик.
Электролитические и оксидно-полупроводниковые конденсаторы обладают большими удельными емкостью и энергией. Недостатками этих конденсаторов являются нестабильность параметров, зависимость от низких температур, ограниченный диапазон частот (постоянный и пульсирующий низкочастотный токи), униполярность для некоторых типов (способность конденсатора работать только при приложении определенной фазы напряжения). Поэтому их применяют как фильтровые, реже – как блокировочные и в зависимости от материала диэлектрика подразделяют на электролитические алюминиевые, танталовые, ниобиевые и оксиднополупроводниковые. В качестве электролитов в электролитических конденсаторах используют концентрированные растворы кислот и щелочей. В оксидно-полупроводниковых конденсаторах вместо электролита применяют твердый полупроводник – оксид марганца MnO2
Рисунок 1.4.9. Электролитические и оксидно-полупроводниковые конденсаторы:а –К50-15,
б – К52-1Б,
в – К53-6А,
г – К53-28,
д – К53-30.
Воздушные конденсаторы переменной емкости
Для перестройки рабочей частоты радиоприемника или радиопередатчика изменяют индуктивность или емкость колебательного контура. Чаще всего в наземных устройствах изменяют емкость контура, для чего используют воздушные переменные конденсаторы. В зависимости от угла поворота роторных пластин относительно статорных изменяется действующее значение емкости между ними. При этом варьируемой величиной является площадь пластин, а зазор и диэлектрическая постоянная остаются неизменными.
Полупеременные конденсаторы.
Конденсаторы специального назначения
Полупеременные конденсаторы предназначены для настройки контуров в процессе производства. Емкость этих конденсаторов в зафиксированном положении не должна изменяться.
Конденсаторы специального назначения – это вариконды и варикапы. Вариконды представляют собой сегнетокерамические конденсаторы, имеющие резко нелинейную зависимость емкости от температуры, и используются для управления параметрами электрических цепей, например в умножителях частоты.
В варикапах используется изменение ширины базы p-n-
перехода при подаче переменного модулирующего напряжения и постоянном запирающем напряжении (порядка 4 В). В этом случае p-n-
переход представляет собой конденсатор малой емкости (несколько десятков пикофарад) с возможными пределами ее изменения на несколько единиц пикофарад при амплитуде модулирующего напряжения в несколько десятых вольта. Варикапы используются для частотной модуляции в диапазоне УКВ, а также для автоподстройки.
Конденсаторы интегральных микросхем
Для создания конденсаторов в монокристалле полупроводниковых ИС используют емкости p-n-
переходов. Однако такие конденсаторы имеют ограниченный диапазон емкостей (20 – 200 пФ), низкую температурную стабильность (10 3
1/ С) и значительный технологический разброс параметров ( 30%).
Тонкопленочные конденсаторы гибридных ИС обладают более высокими свойствами: диапазон их емкостей лежит в пределах от единиц до 10 000 пФ, температурная стабильность составляет 2*10 4
1/ С, а технологический разброс параметров равен 10%. Такие конденсаторы представляют собой трехслойную структуру в виде диэлектрика и двух нанесенных на него распылением низкоомного металла тонкопленочных обкладок.
Бумажный конденсатор
, конденсатор, в котором в качестве диэлектрика используется спец. конденсаторная бумага, пропитанная минеральным (напр., конденсаторным маслом) или синтетическим (напр., октолом) веществом с хорошими изоляц. свойствами, а обкладками служат либо алюминиевая фольга, либо тонкий слой металла, нанесенный непосредственно на бумагу (такие конденсаторы наз. металлобумажными); разновидность конденсатора с органическим диэлектриком. Номинальная емкость бумажного конденсатора от сотен пФ до сотен мкФ; номинальное напряжение от сотен В до десятков кВ; удельный заряд фольговых бумажных конденсаторов до 15 мкКл см 3
, металлобумажных – до 70 мкКл см 3
. Бумажные конденсаторы предназначены для работы на пост., прем., пульсирующем и импульсном напряжении в электротехнич. и радиоэлектронной аппаратуре.
Вариконд
[англ. varicond, от vari(able) – переменный и cond(enser) – конденсатор], сегнетокерамический конденсатор с резко выраженной нелинейной зависимостью емкости от напряженности электрического поля (вариконд с электрическим управлением емкостью) или от температуры (температурночувствительный вариконд, или термоконденсаторы). Для изготовления варикондов используют несколько видов сегнетокерамики на основе твердых растворов титаната бария, характеризующихся сильным размытием области фазового перехода в рабочем интервале температур; коэф. нелинейности, оцениваемый отношением максимальной диэлектрической проницаемости к минимальной при наложении управляющего поля смещения, достигает 15 в варикондах, предназначенных для работы на НЧ и 1,1 – 2 на СВЧ.
Рисунок 1.4.10. Вольтамперные характеристики варисторов:
1-6 – на основе ZnO, 7,8 – на основе SiC
По конструкции различают дисковые, пластиночные и пленочные (СВЧ) вариконды. Характеризуются высокой механической прочностью, долговечностью, устойчивы к вибрациям и действия влаги. Основной недостаток – временная и температурная нестабильность параметров. Применяются в устройствах автоматики и СВЧ техники, электронных часах с термокомпенсацией, медицинских приборах и др.
1.5 КАТУШКИ ИНДУКТИВНОСТИ, ДРОССЕЛИ И ТРАНСФОРМАТОРЫ
1.5.1 Катушки индуктивности
Индуктивность
– физическая величина, характеризующая магнитные свойства электрической цепи. Ток в проводящем контуре создает в окружающем пространстве магнитное поле. Магнитный поток Φ, пронизывающий контур:
Ф= L · I
I
- ток в контуре;
L
- коэффициент пропорциональности, называемый индуктивностью, или коэффициентом самоиндукции контура.
Индуктивность зависит от геометрии, размеров контура, магнитной проницаемости среды и проводников, образующих электрическую цепь. Для неферромагнитных сред и проводников индуктивность жесткого (недеформируемого) контура постоянна.
Через индуктивность выражается Э.Д.С. самоиндукции ε в контуре, возникающая при изменив нем тока:
D(L I)
ε = - dt
Единица индуктивности в СИ – Генри. (1 Генри (Гн) – такая индуктивность, при которой ток в 1 Ампер порождает потокосцепление φ
в 1 Вебер). Для катушки, состоящей из одного витка, потокосцепление φ
определяется: φ= L · I
Измерителем индуктивности называется прибор для измерения индуктивности катушек, дросселей, обмоток трансформаторов, а также сопротивления активных потерь катушек. Наиболее широкое применение находят измерители индуктивности, работа которых основана на резонансном и мостовом методах. В р е з о н а н с н ы х
измерителях индуктивности (рис. 1) используются известные соотношения между параметрами L, C
и R
колебательного контура и его резонансной частотой. Резонансные измерители индуктивности работают на частотах от нескольких кГц до нескольких сотен МГц; диапазон измеряемых индуктивностей – от сотен долей мкГн до нескольких сотен мГн; погрешность измерений составляет обычно несколько процентов.
В м о с т о в ы х
измерителях индуктивности используются мостовые цепи; часто такие цепи входят в состав универсальных мостов, предназначенных для измерения индуктивности, емкости и активного сопротивления. Мостовые измерители индуктивности применяются на частотах до нескольких сотен МГц и обеспечивают измерение индуктивностей от десятых долей мкГн до нескольких тысяч Гн. Все шире применяются измерители индуктивности с самобалансирующимися мостами переменного тока с цифровым отсчетом (рис. 2), а также измерители индуктивности, в которых измеряемый параметр преобразуется в ток, напряжение или временной интервал с последующим измерением этих величин цифровыми измерителями.
В современных измерителях индуктивности широко применяются микросхемы. Основной тенденцией в развитии измерители индуктивности является автоматизация процесса измерения в сочетании с дистанционным программным управлением, что позволяет использовать такие измерители индуктивности в автоматизированных системах контроля и информационноизмерительных системах.
Так как индуктивность зависит от магнитной пронтцаемости µ среды и проводников электрической цепи, напомним физическую сущность этой величины. Магнитная проницаемость µ - физическая величина, характеризующая изменение магнитной индукции B
среды при воздействии магнитного поля H
В переменных магнитных полях, изменяющихся по закону синуса или косинуса магнитная проницаемость представляется в комплексной форме: μ = μ1
+ iμ2
μ1
- характеризует обратимые процессы намагничивания;
μ2
- процессы рассеяния энергии магнитного поля (потери на вихревые
токи, магнитную вязкость и др.)
Магнитная вязкость – задержка во времени изменения магнитных характеристик вещества (намагниченности, магнитной проницаемости) от изменения напряженности магнитного поля. Запаздывание от 10 -9
с до часов.
Магнитная восприимчивость – величина, характеризующая связь намагниченности вещества с магнитным полем в этом веществе
χ = J / H
χуд
= χ / g χ = χуд
· M
M
– молекулярная (атомная) магнитная восприимчивость;
Магнитная восприимчивость – положительная для парамагнетиков и ферромагнетиков (намагничиваются по полю); отрицательная – для диамагнетиков (намагничивается против поля).
Диамагнетики – He, Cu, Be, Zn, Ag, Au, Bi и другие, H2
O, CO2
, CH4
(метан), С6
Р6
(бензол).
J –
намагниченность – характеристика магнитного состояния макроскопического тела. Намагниченность J
определяется как магнитный момент M
единицы объема тела:
J = M / V,
или для однородного намагничивания
J = dM / dV.
Измеряется в A/м, 1 м3
вещества обладает магнитным моментом 1 А· м2
в системе СГС (Гс·см3
).
Магнитная индукция B
– основная характеристика магнитного поля, представляющая собой среднее значение суммарной напряженности микроскопических магнитных полей, созданных отдельными электронами и другими элементарными частицами.
B = H + 4πJ (1)
H
– вектор напряженности магнитного поля;
J
– вектор намагниченности;
J = χ H (2)
На основании (1) и (2) и с учетом ранее приведенных соотношений:
Магнитная индукция в СИ измеряется в Теслах (1 Тл - 104
Гс).
Природа индуктивности и классификация катушек индуктивности
Для создания катушек индуктивности используется эффект взаимодействия магнитного поля и переменного тока. Коэффициент пропорциональности между переменным напряжением и током с учетом частоты ω
имеет смысл реактивного сопротивления jωL,
где L
– коэффициент пропорциональности. Для увеличения индуктивности провод, по которому протекает ток, наматывают в виде катушки. При этом добавляется взаимная индуктивность между витками и индуктивное сопротивление, т. е. значение L
увеличивается. Индуктивность является основным параметром катушки.
Катушки используются в РЭА как дроссели для перераспределения переменного тока по цепям и создания индуктивной связи между цепями. При их использовании вместе с конденсаторами образуются колебательные контуры, входящие в состав фильтров и генераторов высокочастотных колебаний. Следует подчеркнуть, что под катушками индуктивности будем понимать те индуктивные элементы, которые работают в диапазоне радиочастот примерно от 100 кГц и выше.
Для классификации радиочастотных индуктивных элементов можно использовать разные признаки: наличие или отсутствие сердечника, характер намотки – однослойная (с шагом или без шага) или многослойная (рядовая, универсальная, внавал), рабочую частоту, количество обмоток, наличие или отсутствие каркаса, наличие или отсутствие экрана и т.д.
Схема замещения, основные и паразитные параметры
В катушке индуктивности помимо основного эффекта – индуктивности – наблюдаются и паразитные. Схема замещения (рис. 1.5.3а) катушки отображает ее основные свойства и содержит не только основной параметр, индуктивность L
, но и ряд дополнительных: индуктивность выводов (учтены в L
); собственную емкость, обусловленную наличием обмотки, выводов, сердечника и экрана СL
; сопротивление, отображающее потери в емкости RC
; сопротивление, зависящее от потерь в катушке RL
. СL
с L
образует параллельный резонансный контур. Его резонансная частота f0 = 1/2π
(LC0
)1/2
, эквивалентная схема контура показана на рис. 1.5.3б.
Рисунок 1.5.3а – Схема замещения катушки
Рисунок 1.5.3б – Эквивалентная схема контура
Катушка индуктивности
– катушка из провода с изолированными витками; обладает значительной индуктивностью при относительно малой емкости и малом активном сопротивлении. Предназначена для накопления магнитной энергии, разделения или ограничения электрических сигналов различной частоты и т. д. Индуктивность катушки индуктивности определяется линейными размерами катушки, числом витков обмотки и магнитной проницаемостью окружающей среды и проводников; изменяется от десятых долей мкГн до десятков Гн. Другие основные параметры катушки индуктивности: добротность Q
(отношение индуктивного сопротивления к активному), собственная емкость, механическая прочность, габаритные размеры, масса.
В зависимости от конструкции катушки индуктивности делятся на каркасные и бескаркасные, одно- и многослойные, экранированные и неэкранированные, с магнитными сердечниками (с ферритовыми сердечниками) и без них (рис. 4). Важное достоинство катушек индуктивности с сердечниками – возможность подстройки (изменение индуктивности катушки индуктивности в определенных пределах путем изменения параметров сердечника). Катушки индуктивности применяются в качестве одного из основных элементов электрических фильтров и колебательных контуров, накопителя электрической энергии и др.
Рисунок 1.5.4в – Катушка индуктивности с цилиндрическим сердечником (броневая)
Рисунок 1.5.4г – Катушка индуктивности с П-образным сердечником
Рисунок 1.5.4д – Образцовая индуктивность на керамическом тороиде
Рисунок 1.5.4е – Вариометр – катушка с регулируемой индуктивностью и поступательным перемещением сердечника
1 - обмотка;
2 - каркас;
3 - сердечник;
Рисунок 1.5.4ж – Вариометр с вращающимся сердечником
1 – ротор;
2 – статор;
Индуктивность катушки, мкГн, может быть рассчитана по формулам:
L=L0
W2
D·10 -3
Для однослойной катушки L0
= f(lн /D),
где lн
– длина намотки, см;
Dср
= Dк + d
– средний диаметр витка, см; Dк –
диаметр каркаса; d –
диаметр провода; W
– количество витков.
Для многослойной катушки:
L0
= f(lн
/Dср )
и L0
= f(b /Dср),
где D
– наружный диаметр катушки, см;
Dср
– средний диаметр катушки, см; Dк –
диаметр каркаса, см; b –
глубина намотки, см;
Важным параметром катушки при ее применении в колебательных контурах является добротность, характеризующая относительных уровень активных потерь в ее обмотке, собственной емкости, сердечнике и экране:
Q =ωL / RL
Свойства катушки при изменении температуры описываются температурным коэффициентом индуктивности αL
, который определяется выражением
dL 1 αL = dT L
ОТ
Индуктивность при температуре T
определяется выражением
L(T) = LОТ [1+ αL
(T–T0
)
где T
– температура;
LОТ
– индуктивность при номинальной температуре; T0
–
номинальная температура.
Изменение параметров во времени (старение) характеризуется коэффициентом старения
βL
= (dL / dt) (1 / L0),
где t
– время;
L0
– индуктивность непосредственно после изготовления катушки.
Индуктивность после длительной работы быть определена из выражения
L(t) = L0
(1+βL
t)
Большое значение имеют также конструктивные параметры: надежность, габариты, масса, диапазон температур, влагостойкость, устойчивость против механических воздействий, а также технологичность катушки, возможность ее изготовления с использованием высокопроизводительных методов, стоимость, согласованность ее конструкции с ИС и возможность изготовления катушек методами микроэлектроника. Конструкция и параметры катушки существенно зависят от использования в ней сердечника с высокой магнитной проницаемостью.
Стабильность катушек без сердечника
При применении катушек в контурах большое значение имеет стабильность индуктивности. Наиболее высокой стабильностью обладают однослойные катушки без сердечников. Рассмотрим, чем она определяется.
Из (3) следует, что стабильность индуктивности однослойной катушки зависит от изменения диаметра каркаса при воздействии температуры. Однако при оценке температурной стабильности необходимо учитывать также то, что в высокочастотных катушках в результате поверхностного эффекта ток протекает не по всему сечению провода, а по той части, которая примыкает к каркасу. Положим, что толщина слоя, используемая током, будет взята такой же, как толщина поверхностного (скин-) слоя в проводе
χэф= 0,5√ρ/f
где ρ=
10-6 Ом·м – удельное сопротивление; f
– частота, МГц;
χэф
– глубина, на которой ток падает до 0,37 его значения на поверхности
проводника, мм.
Эффективный диаметр витка
D
эф ≈ D
к + 2χ
эф.
На рисунке 5 показана конструкция высокочастотной катушки (1 каркас из материала с малым температурным коэффициентом линейного расширения; 2 – виток).
Катушки без сердечников мало пригодны для микроминиатюризации, так как уменьшение диаметра каркаса катушки приводит к необходимости увеличения количества витков. Поэтому для улучшения характеристик катушки используют сердечники с высокой проницаемостью и малыми потерями на радиочастоте.
Первоначально в качестве материала для таких сердечников использовалось карбонильное железо, затем альсифер, а в настоящее время все шире применяются ферриты. Введение сердечника позволяет уменьшить количество витков при той же индуктивности.
Если предположить, что в сердеч
нике нет потерь, то добротность катушки с сердечником Qс
увеличится в √ μс
раз:
Q
с ≈ Q
б/с √μ
с
где Qб/с –
добротность катушки без сердечника той же индуктивности; μс
– действующая магнитная проницаемость.
Основным методом повышения проницаемости сердечника является придание ему такой формы, при которой магнитные силовые линии практически полностью проходят путь по магнитному материалу с высокой проницаемостью. Это, например, броневой сердечник (Рисунок 4в).
Индуктивность катушки с сердечником с зазором (Рисунок 4г):
Свойства катушек индуктивности при длительном функционировании
При длительном функционировании катушек индуктивности с сердечниками наиболее существенное влияние на их параметры оказывает сердечник.
Старение материала сердечника обычно описывается логарифмическим законом:
∆μн (t) / μн = β0 lg t/t0.
Тогда для среднего значения
m
[∆μн (t) / μн
] = m
(β0 )lg t/t0
где μн
– начальная магнитная проницаемость материала;
∆μн (t) –
отклонение магнитной проницаемости материала от начальной магнитной проницаемости;
β0
– случайный коэффициент, показывающий скорость изменения
магнитной проницаемости материала для каждой реализации; m
(β0 )
– математическое ожидание коэффициента, показывающего скорость
изменения магнитной проницаемости материала; t
– время, в течение которого отсутствуют заметные изменения магнитной
проницаемости.
Значения ∆μн (t), β0,
m
(β0
), t0
получают из результатов эксперимента. В рассматриваемом примере для тороидальных сердечников m
(β0
) = 0,14% и t0
= 50 ч.
Среднеквадратическое отклонение также можно рассматривать как изменяющееся по логарифмическому закону:
D 1/2
(∆μн (t) / μн
)= D1/2
(β0 )lg t/t0
.
Изменение стабильности при длительной эксплуатации катушек индуктивности в основном определяется изменением магнитной проницаемости сердечника μс .
При небольших зазорах
μ = μ
н с 1+μн(lз /
lc)
где lc –
длина магнитной силовой линии; lз
– "длина" зазора; μн
– номинальная магнитная проницаемость материала.
Следовательно, изменяя зазор, можно получить разные значения μс
< μн,
Относительное изменение индуктивности
∆ Lc(t)/Lc (t)/μc
где Lc
и μc
– начальное значение индуктивности проницаемости сердечника;
∆Lc(t)
и ∆μc (t)
– их отклонения во времени.
Для описания закономерностей отклонений ∆μc
и ∆Lc
также следует воспользоваться логарифмической аппроксимацией. Тогда
∆Lc(t) / Lc =∆μc (t) / μc
= βс lg t/t0
где βс
– случайный коэффициент, показывающий скорость изменения
магнитной проницаемости сердечника и индуктивности катушки.
Применение ферритовых сердечников позволяет значительно повысить индуктивность, а, следовательно, добротность катушки, при неплохих показателях по стабильности (например, при среднем уходе по индуктивности на 0,5% за три года). При этом необходимо так выбирать материал сердечника, чтобы потери при частоте, на которой работает катушка, были пренебрежительно малы.
Перспективы развития и использования катушек индуктивности в РЭА
Катушка индуктивности является элементом, сопряжение которого с интегральной схемой вызывает большие трудности. Основная причина состоит в сложности создания катушек малых габаритов с высокими индуктивностью и добротностью.
Все это объясняет наметившуюся тенденцию уменьшения количества катушек индуктивности в аппаратуре на интегральных схемах, не требующих катушек индуктивности, и замены их специальными схемами на транзисторах (гираторы).
Применительно к развитию катушек индуктивности общего назначения совершенствование их параметров в основном связано с новыми материалами, имеющими высокую магнитную проницаемость и стабильность на разных частотах, значительно превышающих по своим свойствам современные ферриты. Ферриты – магнитные материалы, представляющие собой соединение оксида железа (Fe2
O3
) с оксидами других металлов: FeOFe2
O3
(феррит железа и другие материалы типа M2+
O Fe2
O3
), а также феррогранаты: Y3
Fe5
O12
и другие типа M2+
Fe12
O19
и RFeO3
, где R – редкоземельный элемент или Y, ортоферриты CaTiO3
.
Катушки связи
Связь между отдельными цепями и каскадами может осуществляться с помощью катушек связи. Основными параметрами катушек связи являются индуктивность и коэффициент индуктивности связи. Индуктивность рассчитывают, как и для катушек индуктивности. Коэффициент индуктивной связи
k=M / L1
L2
где L1
и L2
– индуктивности связанных катушек, Гн;
М
– взаимная индуктивность между ними;
Катушки связи применяются для разделения по постоянному току сеточных и анодных цепей, цепи базы и коллектора и других.
Рисунок 1.5.6. – Катушки связи с обмотками: a – двумя однослойными (k=0,9); б – однослойной и многослойной (k=0,5);
в – однослойной (раздвоенной) и многослойной (k=0,7); г – двумя многослойными (k=0,8);
Катушки индуктивности для гибридных интегральных схем
Основным требованием, предъявляемым к катушкам индуктивности для гибридных интегральных схем, является планарность их конструкции.
В гибридных микросхемах могут использоваться миниатюрные катушки индуктивности с сердечниками из ферритов. Их добротность порядка 50, они по габаритам должны быть совместимы с корпусами гибридных микросхем до 10 мм и меньше.
Индуктивность тороидальной катушки с магнитным сердечником прямоугольного сечения
L= 4,6 ·μсan2
·10-4
lg[(Dср+b)/(Dcp-b)],
где n
– число витков;
a
и b –
высота и ширина сечения сердечника, мм; Dср
– средний диаметр сердечника, мм.
Тонкопленочные катушки индуктивности имеют ограниченный частотный диапазон (10-100 МГц).
Поэтому тонкопленочные катушки обычно имеют на площади 1 см2
число витков не более 10 и выполняются в виде круглой или квадратной спирали (рисунок 7а,б). Индуктивность таких катушек определяют по формулам:
L= 24,75 D
cp N 5/3 lgD
ср·10-3/t
L= 55,5 N 5/3
lg8a·10-3
/t'
где Dср
= (Dн
+Dв
)/2
– средний диаметр спирали, см; a=(Aн
+Aв
)/2
– средняя длина стороны квадрата, см; t
= (Dн
+Dв
)/2
и t'=(Aн
+Aв
)/2
– радиальная ширина намотки, см.
Тонкопленочные катушки обладают низкой добротностью (Q = 20 ÷ 30)
и поэтому используются только в тех случаях, когда другие варианты технически невозможны.
Рисунок 1.5.7а,б – Тонкопленочные катушки индуктивности: a – круглая; б – квадратная.
1.5.2 Дроссели
Дроссель электрический – катушка индуктивности, включаемая в электрическую цепь последовательно с нагрузкой для устранения (подавления) или ограничения переменной составляющей тока различной частоты. Реактивное сопротивление
XL
= 2πfL = wL
где f
– частота; w
– циклическая частота;
L
– индуктивность;
Дроссели обычно имеют сердечник (электротехническая сталь). Применяются преимущественно в электрических фильтрах.
Дроссель высокой частоты – это катушка индуктивности, включаемая в цепь тока высокой частоты для увеличения ее сопротивления. При этом значение постоянного тока или тока низкой частоты не изменяется. Дроссели применяются в цепях фильтрации питания усилителей высокой частоты. Для повышения заградительных свойств дроссель должен обладать значительной по сравнению с контурной катушкой индуктивностью и весьма малой емкостью. Резонансная частота дросселя должна быть гораздо больше частоты выделяемого в контуре рабочего сигнала. В этом случае при индуктивности порядка сотен микрогенри дроссель должен быть эффективен в развязывающих цепях контуров УВЧ. Конструктивно дроссели высокой частоты выполняют намоткой на любой каркас, например, на основания непроволочных резисторов, в виде однослойных сплошных катушек либо катушек типа "универсаль". Дроссели, выпускаемые промышленностью, намотаны на ферритовые стержни и опрессованы пластмассой, их индуктивность сотни микрогенри –единицы миллигенри.
Низкочастотные дроссели
Низкочастотные дроссели, в большинстве случаев предназначенные для уменьшения пульсации выпрямленного напряжения в телевизорах, радиоприемниках, передатчиках и других устройствах, входят в состав сглаживающих и низкочастотных LC
-фильтров. Сопротивление дросселя постоянному току весьма мало и равно омическому сопротивлению провода обмотки. Сопротивление дросселя переменному току
Z = 2πfL
(где f
– частота питающей сети 50 или 400 Гц или пульсаций 100 или 800;
L
– индуктивность дросселя в Гн) составляет несколько единиц – десятков кOм и зависит от требуемого уровня допустимых пульсаций.
В управляемых дросселях, наоборот, используется свойство магнитного материала изменять свое сопротивление переменному току при изменении рабочей точки магнитной характеристики.
1.5.3 Трансформаторы
Трансформатор электрический – статическое электромагнитное устройство преобразующее переменный ток одного напряжения в переменный ток другого напряжения. В основе действия трансформатора лежит явление электромагнитной индукции (собственно трансформатор) и параметрический эффект (паратрансформаторы). Трансформатор содержит в качестве основных элементов магнитопровод (сердечник) и расположенные на нем обмотки – первичную (ПО) и одну или несколько вторичных обмоток (ВО). В трансформаторе все обмотки индуктивно связаны между собой. В ряде трансформаторов вторичной обмоткой служит часть первичной обмотки и, наоборот. Такие трансформаторы называются автотрансформаторами.
Переменный ток в ПО приводит к появлению в магнитопроводе переменного магнитного потока, который наводит во ВО ЭДС взаимоиндукции. Отношение напряжений в первичной и вторичных обмотках равно отношению числа витков в них.
Трансформатор как четырехполюсник состоит из двух обмоток и имеет четыре вывода: 1,2-вход 3,4 –выход.
Рисунок 1.5.3.1. Схема трансформатора.
Сопротивления обмоток составляют:
Z1 R1 j L1 ;
Z2 R2 j L2
индуктивная связь представляется в виде
запишем два уравнения
E1 Z1 I1 I2
E1
I2
отсюда получим:
соответственно для сопротивления и проводимости
Здесь I1, E
1, I
2, E
2 - комплексные амплитуды тока и напряжения на входе и выходе четырехполюсника, они связаны следующим образом:
I
1 11E
1 12E
2 I
2 21E
1 22E
2
или в матричном виде
- матрица полной проводимости четырехполюсника
Z
1 - матрица полного сопротивления или импеданса четырехполюсника
Явление взаимной индукции заключается в наведении ЭДС индукции во всех проводниках, находящихся вблизи других проводников, токи которых изменяются во времени. ЭДС во вторичной обмотке
E2 dtm21
(СИ)
где m21 - магнитный поток поля I
1 сквозь поверхность охватываемую вторичной обмоткой.
Магнитный поток m21 пропорционален току I
1: m21 M
21 I
1 (СИ)
M21 - коэффициент, называемый взаимной индуктивностью второй и
где первой обмоток.
M21 определяется геометрической формой, размерами и взаимным
расположением контуров, а также относительной магнитной проницаемостью среды, в которой находятся обмотки.
Аналогично m12 M
12 I
2
I2 - ток во второй обмотке
где
m12 - магнитный поток поля тока I
2 сквозь поверхность, охватываемую первой обмоткой,
M12 - взаимная индуктивность первого и второго контуров.
Для неферромагнитной среды M12M
21, для ферромагнитной среды M
12 и M
21 зависят кроме перечисленных ранее величин от сил токов в контурах и обусловлены явлением гистерезиса и характером изменения этих токов.
Рисунок 1.5.3.2. Магнитный гистерезис.
Магнитным гистерезисом ферромагнетиков называется отставание изменения магнитной индукции В от изменения напряженности внешнего намагничивающего поля, обусловленное зависимостью В ее предыдущих значений.
При холостом ходе (I20
)
N
M21
R1
Nm2
где N1, N
2 - число витков в первичной и вторичной обмотках; Rm
- магнитное сопротивление сердечника.
U2 и U
1 на концах
Отношение абсолютных значений напряжений
вторичной и первичной обмоток при холостом ходе называется коэффициентом трансформации
U2
N2
U1 N1
Магнитный поток в магнитной цепи играет роль аналогичную силе тока в электрической цепи. Во всех сечениях неразветвленной магнитной цепи, магнитный поток m должен быть одинаковым
Em
Rm
m- магнитный поток
Em I N
- магнитодвижущая или намагничивающая сила. N – число витков намагничивающего тока I.
R
m - полное магнитное сопротивление цепи.
Магнитное сопротивление участка цепи длиной L; с постоянной площадью поперечного сечения S: L
R
mi
Последовательное и параллельное соединение n магнитных соединений, соответственно
Rm n
RmRmi
;
По функциональному признаку трансформаторы РЭА подразделяют на следующие основные классы: силовые (или трансформаторы питания), импульсные применяемые для преобразования импульсов электрического тока или напряжения, измерительные, согласующие, радиочастотные.
Трансформаторы согласования работают при малых мощностях, поэтому их перегрев незначителен. Трансформаторы согласования широко используются в бытовой РЭА.
Импульсные трансформаторы выполняют функции, аналогичные функциям трансформаторов согласования, но применительно к импульсным сигналам, например, длительностью от 0,2 до 100 мкс, поэтому в них особенно жесткие требования предъявляются к индуктивности первичной обмотки, индуктивности рассеивания и собственной емкости обмотки. Исходя из допустимых искажений формы импульса формулируются требованиями к тем параметрам трансформатора, на которых основывается электрический расчет и выбор конструкции. Импульсные трансформаторы широко применяются в РЭА, в том числе на ИС. Поэтому разработаны и выпускаются унифицированные импульсные трансформаторы и блоки импульсных трансформаторов, предназначенные для работы в микроэлектронной аппаратуре.
1.6 ЭЛЕКТРОМЕХАНИЧЕСКИЕ, ПЬЕЗОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ И
АКТИВНЫЕ RC-ФИЛЬТРЫ
Резонансные контуры, входящие в состав электрических фильтров, трудно сделать высокостабильными, высокодобротными и в то же время малогабаритными, поэтому, не смотря на простоту их изготовления и возможность выбора вида частотной характеристики при увеличении числа контуров, эти фильтры используются ограниченно.
Указанные обстоятельства обусловили появление фильтров, основанных на принципе механических упругих колебаний и механического резонанса. Широкое применение таких фильтров объясняется тем, что скорость распространения упругих колебаний в твердом теле примерно в 100 тыс. раз меньше скорости распространения электромагнитных волн. Это позволяет использовать очень компактные механические резонаторы с распределенными параметрами, обладающие чрезвычайно малыми потерями, т. е. весьма высокой добротностью, достигающей 103
…104
. Однако для применения этих фильтров в электронной аппаратуре необходим переход от электрических колебаний и сигналов, действующих в цепях этой аппаратуры, к акустическим (упругим) колебаниям в механических резонаторах и последующий переход от акустических к электрическим.
Для этого преобразования используются известные из физики эффекты взаимодействия электрических или магнитных полей и механических деформаций и напряжений, например пьезоэффект и магнитострикционный эффект. Особенности и свойства таких преобразователей существенно зависят от того, какой эффект при этом используется. Часто название эффекта, на котором основано преобразование, применяется при классификации фильтров. Например, различают пьезокерамические, пьезокварцевые, магнитострикционные фильтры и т. д.
Полагая, что преобразования электрических колебаний в механические и обратно произведены, рассмотрим физическую сущность фильтрации в механических системах. Как известно из радиотехники, колебания и резонансы могут возникать в цепях с сосредоточенными (LC-фильтры) и с распределенными (длинные линии) параметрами. Аналогично обстоит дело и при механических колебаниях. Они могут появляться в системах с сосредоточенными параметрами, например, в механических системах, имеющих массу (груз) и упругость (пружину). Однако такие системы обладают низкой резонансной частотой колебаний и не могут использоваться для создания фильтров на радиочастотах. Их изучение имеет большое значение для исследования действия механических возмущений на конструкции РЭА и ее элементы, а также для амортизации. Механические колебания возникают и в системах с распределенными параметрами.
Простейшими механическими с распределенными параметрами являются брусок, пластина, стержень, струна, диск и т. д.
Для выяснения физической сущности механического резонанса остановимся на простейших механических продольных объемных колебаниях, которые возникают и распространяются в стержнях. Анализ распространения упругих волн приводит к волновому уравнению
,
где U
– переменное напряжение (деформация); t
– время; x
– координата; vупр
– скорость распространения волны в материале. В стержнях из упругих материалов, какими являются металлы, используемые в резонаторах, скорость распространения объемной продольной волны
vпр
,
где E
– модуль упругости; ρ
– плотность материала.
В связи с конечной скоростью распространения упругих колебаний вдоль стержня можно ввести понятие длины акустической волны
v
.
f
Длина волны на разных частотах при скорости 5000 м/с, характерной для используемых материалов, дана в табл. 5.3. Как видно, длина упругой волны в металле на радиочастоте составляет несколько миллиметров.
При длине бруска lбр
=λа
/2
наступает резонанс и затухание колебаний в этом случае мало. Если колебания возбуждаются внешней силой, то напряжения и деформации будут максимальны. Если для примера взять распределение упругости напряжений и деформаций в резонирующем бруске, то края бруска в процессе колебаний перемещаются, в то время как центр бруска, в котором наблюдаются наибольшие внутренние напряжения, остается в покое. Пользуясь соотношением lбр
=λа
/2
, можно от длины волны перейти к резонансной частоте. Тогда получим
f0
.
Кроме основной резонансной частоты могут наблюдаться резонансы на кратных частотах (гармониках), когда на длине стержня укладывается целое число m
полуволн.
В механических фильтрах используются изгибные, продольные, крутильные, поперечные, сдвиговые и поверхностные (волны Рэлая и Лява) волны. Деформации волн и направления их распространения приведены на рис. 1.6.1, где а)
– изгибное, б)
– продольное, в)
– поперечное, г)
– крутильное и д)
– поверхностное колебания. Стрелками показаны деформации и направления распространения волны; λа
– длина волны, которая определяется следующими скоростями распространения: vизг
, vпр
, vпоп
, vкр
, vпов
. Эти скорости зависят от свойств материалов, в основном, от модуля упругости Е
и плотности материала ρ
. Скорости для каждого вида колебаний различны и могут отличаться в два раза.
Рисунок 1.6.1. Деформации волн и направления их распространения.
В пьезоэлектрических фильтрах механические колебания возбуждаются в результате пьезоэффекта, но эти колебания в другие резонирующие элементы не передаются. Эффект фильтрации достигается вследствие того, что механический резонанс изменяет электрические характеристики цепи преобразователя электрических колебаний в механические.
Основной положительной особенностью фильтров на поверхностных акустических волнах является то, что их изготовление основывается на технологии микроэлектроники (формирование пленок с разными свойствами). По этому широкое развитие получило новое направление, относящееся к функциональной микроэлектронике, известное как актустоэлектроника.
Рассмотрим работу магнитострикционных преобразователей. Из физики известен эффект Джоуля, который состоит в том, что если некоторые ферромагнитные тела поместить в магнитное поле, то происходит намагничивание, сопровождающееся возникновением внутренних механических сил в теле. В результате меняются его геометрические размеры.
Пример приближенной эквивалентной схемы электромеханического фильтра приведен на рис. 1.6.2, где L1
и C1
– эквивалентные параметры резонатора, а C2
– эквивалентные связи. Число звеньев и степень связи, полученные при электрическом расчете, реализуются при конструировании фильтра. При конструировании резонаторов необходимо определить их материал и геометрические размеры, а вид колебаний выбирается заранее.
Пьезокварцевые и пьезокерамические фильтры
. Значительно большие возможности дают такие принципы преобразования электрических колебаний в механические или такие принципы связей элементов электрических цепей с механическими резонаторами, при которых активные потери при преобразовании получаются малыми. Такими особенностями обладают преобразователи, в которых вследствие пьезоэффекта происходит возбуждение упругих механических колебаний. В этих преобразователях получается своеобразный конденсатор, к обкладкам которого подается напряжение переменного тока.
Схема замещения пьезоэлектрического резонатора, содержащая кроме С0
ветвь LCRр
, отображающую действие резонатора, а также зависимость модуля сопротивления |Z
|, полученную экспериментально с учетом потерь, и зависимость реактивного сопротивления х
резонатора при отсутствии потерь приведены на рис.1.6.3. Частота fp
соответствует частоте последовательного резонанса между индуктивностью L
и емкостью С
: fp
=1/2π LC
. При этом сопротивление резонатора резко уменьшается, достигая сопротивления резонатора резко уменьшается, достигая сопротивления Rp
– активного сопротивления, отображающего наличие потерь при колебаниях пластины резонатора.
Принцип действия фильтров RC
. Устройства фильтрации, в которых используются контуры LC
, по принципу действия являются пассивными, т. е. предполагается, что для их функционирования не требуется усилительных активных элементов. Усиление производится отфильтрованного сигнала в другом блоке.
Развитие активных элементов и микросхем позволило использовать их как составную часть устройств фильтрации. Такие микросхемы получили название операционных усилителей (ОУ).
Основные особенности ОУ: высокий коэффициент усиления, минимальное смещение нуля и температурный дрейф; небольшая потребляемая мощность; небольшая стоимость. Например операционный усилитель К140УД7 имеет коэффициент усиления 50 000, входной ток менее 200 мкА, ЭДС смещения нуля менее 4 мВ, максимальное входное напряжение 11 В, ток потребление менее 2,8 мА, входное сопротивление более 0,4 МОм, частота среза 0,8 МГц, сопротивление нагрузки 1 кОм. Наиболее широко применяются полосовые активные фильтры, в схему которых включены резисторы и конденсаторы (активные RC
-фильтры).
Если в схемах с ОУ характеристики обратной связи изменяются с частотой, то могут быть получены устройства, коэффициент передачи которых изменяется с частотой.
Рисунок 1.6.4.Схема полосового фильтра.
Таким образом, ОУ, охваченный цепью обратной связи, выполняет функции, аналогичные функциям колебательного контура.
Простейшая схема полосового фильтра с такой обратной связью при использовании одного ОУ дана на рис. 1.6.4. Частота квазирезонанса
1 R
1 R
3
0 . C
1C
2R
1R
2
Полосовые активные RC
-фильтры на трех ОУ
. Работа фильтра с тремя ОУ несколько отличается от работы фильтра с одним ОУ. Можно показать, что часть схемы (рис. 1.6.5.), включающих в свой состав два ОУ (ОУ2 и ОУ3),
Рисунок 1.6.5. Полосовой активный RC
-фильтр на трех ОУ.
81
создает эффект взаимодействия тока и напряжения, эквивалентный индуктивности (гиратор). Индуктивность гиратора определяется по формуле
L
1 R
1R
3C
1C
2R
4.
При этом в цепь обратной связи включен контур, состоящий из элементов: катушки индуктивности L1
, резистора R5
и конденсатора С2
. Чем больше сопротивление резистора R5
, тем больше добротность эквивалентного контура, тем уже полоса пропускания. Активные RC
-фильтры обычно проектируются на заводах изготовителях РЭА.
1.7 ПРИНЦИПЫ ДЕЙСТВИЯ ДИСКРЕТНЫХ И ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ
Недостатки аналоговых фильтров
. Рассмотренные в предыдущей главе аналоговые фильтры обладают рядом недостатков, в том числе: 1) трудности обеспечения высокой стабильности частоты настройки и 2) формы частотных характеристик в связи с тем, что параметры элементов фильтров (конденсаторов, катушек индуктивности, резисторов и т.п.) изменяются под воздействием температуры, влаги, механических нагрузок и во времени; 3) резко выраженная зависимость габаритов, массы и стоимости от частоты (при низких частотах); 4) необходимость точной механической обработки (электромеханические и кварцевые фильтры); 5) трудность получения высокой добротности (LC
-фильтры и активные RC
-фильтры); 6) существенные ограничения в области высоких частот.
Эти недостатки обуславливаются трудностями обеспечения: 1) требуемого резонансного сопротивления при малых индуктивностях в LC
-фильтрах, 2) ограничением по высшей частоте операционных усилителей в RC
-фильтрах, 3) сложностью создания электромеханических и кварцевых резонаторов малых размеров. Поэтому аналоговые фильтры не могли решить многие задачи фильтрации в РЭА и необходимо было создать фильтры на новых принципах. Такими фильтрами являются дискретные и цифровые.
Для объяснения свойств и возможностей дискретных и цифровых фильтров удобно использовать отображение сигнала и его смеси с помехой в выборке отсчетов (значений), взятых через дискретные интервалы времени tвб
, а также квантование отсчетов. В основу цифровой передачи и записи аналоговых сигналов положена импульсно-кодовая модуляция (ИКМ). Она обеспечивает дискретизацию (квантование) и кодирование.
82
его и
преобразующее аналоговый сигнал x(t)
в последовательность импульсов (решетчатую
функцию) x*(t)
; АЦП – аналого-цифровой преобразователь, с помощью которого мгновенные значения аналогового сигнала заменяются ближайшими дискретными уровнями X(nT)
, где n=0, 1, 2…, T – период следования импульсов, ВУ – вычислительное устройство, преобразующее последовательность чисел (уровней) X(nT)
в выходную функцию Y(nT)
; ЦАП – цифро-аналоговый преобразователь, в котором Y(nT)
преобразуется в выходной аналоговый сигнал y(t)
.
Если оперировать с выборкой, то можно осуществлять фильтрацию, обрабатывая отсчеты выборки, т.е. построить фильтр так, чтобы он
83
действовал не непрерывно, а в моменты времени через tвб
. Это позволило создать дискретные (по времени) фильтры, техническая реализация которых основывается на принципах, отличающихся от используемых в аналоговых.
От дискретных фильтров можно перейти к цифровым.
Напомним, что для анализа и расчета аналоговых фильтров обычно используется частотная область, т.е. спектры сигналов и частотные характеристики фильтров. Для дискретных и цифровых фильтров также могут использоваться дискретные характеристики, но для понимания их принципа действия удобнее пользоваться временной областью, т.е.
рассматривать их работу во времени.
Рисунок 1.7.3 Рисунок 1.7.4
Рисунок 1.7.3. Оптимальный фильтр для прямоугольного видеоимпульса – аналоговый и линейный 1 – интегратор; 2 – задержка; 3 – устройство вычитания.
Рисунок 1.7.4. а
– прямоугольный сигнал на входе и его отклик на выходе (б)
, т.к. сигнал проходит…
Помеха при интегрировании частично компенсируется (значения помехи имеют разные знаки).
Сущность фильтрации: накопление отклика на сигнал, чем длительнее накопление, тем больше отношение сигнал/помеха на выходе фильтра.
Так работают аналоговые фильтры.
Принцип действиядискретного фильтра
. Поскольку в устройствах фильтрации осуществляется накопление
информации, то для получения эффекта фильтрации можно использовать не только явление резонанса. Дискретный фильтр действует не непрерывно, а дискретно обрабатывает отсчеты значений сигнала, взятые через интервал времени. Для накопления или суммирования таких сигналов можно применить дискретный накопитель с сумматором. Простейшим видом такого
84
устройства является линия задержки на элементах LC
с отводами, напряжения с которых подаются на сумматор.
Принцип построения такой линии иллюстрируется рис. 6.4, где 1 – линии задержки (показан простейший вариант из элементов L
и C
); 2 – отводы; 3 – резисторы (подбирая их сопротивления, можно изменять ―вклад‖ отвода в сумму); 4 – сумматор в виде общего сопротивления R∑
, обеспечивающий совместное использование сигналов, накапливаемых в линии задержки.
Для простоты полагаем, что сопротивления в отводах одинаковые, и посмотрим, как сигнал в виде прямоугольного импульса пройдет через такой дискретный фильтр (рис. 1.7.5).
Рисунок1.7.4. Линия задержки на элементах LC.
85
Рисунок 1.7.5. Прохождение прямоугольного импульса через дискретный фильтр.
На рис.1.7..5, а
показан сигнал S(t)
c прямоугольной огибающей длительностью Ts
; n(t)
– помеха. На рис. 1.7..5, б
– выборка из сигнала в виде пяти отсчетов, длительность импульсов выборки Tи
; tвб
– интервал выборки. На рис. 1.7..5, в
– отклик на выходе линии задержки, содержащей пять отводов, с которых сигналы подаются на общий сумматор (масштаб изменен 86 по отношению к рис. 1.7..5, б
в 2 раза). Этот отклик представляет собой сумму отсчетов выборки и подобен отклику, показанному на рис. 1.7.2, но является дискретным во времени. Поскольку линия задержки представляет набор дискретных звеньев с отводами, то процесс дискретизации во времени может происходить непосредственно в ней.
На рис. 1.7..5,г
показан вид отклика на сигнал на выходе фильтра Sвых
(t)
, если подать на такой дискретный фильтр сигнал, не осуществляя выборки (масштаб изменен по отношению к рис. 1.7..5,б
в 5 раз).
Из рис. 1.7..5,д
можно видеть, что если сигнал на входе действует вместе с помехой, то отсчеты будут больше (помеха складывается с сигналом) или меньше (помеха вычитается из сигнала). На рис. 1.7..5,е
видно, что в сумматоре произойдет частичная компенсация помех и они будут накапливаться медленнее, чем отклик на сигнал (масштаб изменен по отношению к рис. 1.7..5,б
в 5 раз).
В приведенном примере при пяти отводах на выходе фильтра сигнал увеличивается в 5 раз. Помеха за счет компенсации возрастает на выходе примерно в 2 раза, и отношение сигнала к помехе улучшится примерно в 2 раза.
Реально сигналы сложнее, чем прямоугольный импульс, соответственно дискретные фильтры сложнее, чем показанный на рис. 1.7..4, но основной эффект выделения сигнала из помех при дискретном накоплении сохраняется. Следует обратить внимание на то, что фильтр получается значительно сложнее, чем простой фильтр RC
; требуется большее количество элементов – катушек индуктивности и конденсаторов. Создание фильтров, основанных на изложенном принципе, практиковалось только для сложных сигналов (например, фазоманипулированных), так как дискретный характер таких сигналов требовал использования дискретного фильтра.
Дискретные фильтры стали широко применяться для сигналов только после того, как были созданы приборы с зарядовой связью (ПЗС) и приборы на поверхностных акустических волнах (ПАВ), где реализация звена задержки (памяти) неизмеримо проще, чем на электрических линиях задержки, показанных на рис. 1.7..4. Свойства дискретного фильтра с учетом его особенностей широко используются при изучении, синтезе и расчете цифровых фильтров. Действительно, как будет видно из изложенного ниже, в предположении, что интервал квантования выбран небольшим, числом разрядов в кодовых комбинациях достаточно большое, эффектами квантования и другими эффектами, связанными с ограниченным количеством разрядов, можно пренебречь. Тогда цифровой фильтр работает как дискретный. Таким образом, модель дискретного фильтра имеет определяющее значение в изучении, анализе и синтезе цифровых фильтров.
Принцип действия цифрового фильтра
. Накопление, лежащее в основе фильтрации, может быть получено с использованием процедуры, связанной с суммированием, а суммирование является основной
87
арифметической операцией. Следовательно, потенциально имеется возможность осуществления избирательных свойств в устройствах, производящих арифметические операции. Например в АЦП отсчеты, взятые в дискретные моменты времени квантуются и отображаются не в напряжении, а в виде числа, которое на выходе отображается кодом с конечным числом разрядов дискретных вторичных сигналов. Затем эти кодовые комбинации обрабатываются в цифровом фильтре.
Значение выборки отобразим пятиразрядным двоичным числом. Над взятыми 5 отсчетами будет выполняться операция последовательного суммирования 5 отсчетов, представленных в цифровой форме на рис. 1.7.6,а
– смесь сигнала с помехой. Она соответствует рис. 1.7..5 для трехразрядного десятичного числа. Квантование округлит их до записи 4, 5, 7, 4, 6 (рис.
17..6,б
), удерживается только старший (целый) разряд. Возникают помехи квантования. АЦП преобразовывает значения 4, 5, 7, 4, 6 в пятиразрядные числа (рис. 1.7.6,г
).
При амплитуде сигнала 5, 5, 5, 5, 5 сумма=25. При амплитуде сигнала 4, 5, 7, 4, 6 с помехой сумма=26. Двоичный код на рис. 1.7.6,в
. Процесс сложения показан на рис. 1.7..7.
Рисунок 1.7.6 Рисунок 1.7.7
88
Таблица 1.7.1
Сумма с учетом
помехи
00100
(4)
01001
(9)
10000
(16)
10100
(20)
11010
(26)
10110
(22)
10001
(17)
01010
(10)
00110
(5)
00000
(0)
Номе Число, Сумма без Число,
р поступающее на помехи поступающее
так вход без помехи на вход с
та учетом помехи
1 00101 (5) 00101 00100
2 00101 (5) (5) (4)
3 00101 (5) 01010 00101
4 00101 (5) (10) (5)
5 00101 (5) 01111 00111
6 00000 (15) (7)
7 00000 10100 00100
8 00000 (20) (4)
9 00000 11001 00110 10 00000 (25) (6)
10100 00000
(20) 00000
01111 00000
(15) 00000
01010 00000
(10)
00101
(5)
00000
(0)
Отклик в результате суммирования чисел 4, 5, 7, 4, 6 представлен в таблице, на шестом такте подается число 00000 и не читается последовательное исключение чисел без помехи и с помехой.
После получения суммы пяти чисел происходит процесс ―вычитания‖, так как на входе прекращается действие сигнала. Подается число 00000, а тактовые импульсы, управляющие действием сумматора, будут последовательно исключать из суммы в начале первое число, потом второе и
т.д., как это показано, начиная с шестого такта, в табл. 6.1. В аппаратуре преобразование аналогового сигнала в цифровой происходит с помощью АЦП, выпускаемых промышленностью серийно.
Если необходимо от цифрового отклика вновь перейти к аналоговому, то используются серийно выпускаемые цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП).
Используя принцип работы цифрового фильтра, фильтр может быть построен на различной элементной базе.
1.8 АКУСТОЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА
89
Встречно-штыревой преобразователь
, акустоэлектронное устройство, предназначенное для преобразования электромагнитных волн в поверхностные акустические и обратного преобразования; разновидность электроакустического преобразователя. Состоит из двух групп металлических электродов (штырей), вложенных навстречу друг другу и расположенных на поверхности звукопровода в основном из пьезоэлектрика. Переменный электрический сигнал, проводимый в встречно-штыревой преобразователь, создает вблизи поверхности звукопровода переменные упругие силы, порождающие ПАВ.
Рисунок 1.8.1. Схематическое изображение двунаправленного встречно-штыревого преобразователя: а
– неаподизованного; б
– аподизованного; в
– с емкостным ―взвешиванием‖ электродов; 1
– источник переменного электрического сигнала; 2
– поглатитель ПАВ; 3
– звукопровод; 4
– металлические электроды; 5
– контактные площадки; 6
– часть преобразователя, осуществляющая модуляцию амплитуды ПАВ; 7
– часть преобразователя, генерирующая ПАВ; λ0
– длина ПАВ. (Стрелками указано направление распространения ПАВ.)
90
Встречно-штыревой преобразователь является двунаправленным преобразователем, т.е. возбужденные им ПАВ распространяются перпендикулярно штырям в двух противоположных направлениях. Исключение помех, вносимых ПАВ, отраженными от края звукопровода, обеспечивается созданием на его поверхности вблизи этого края поглотителя ПАВ. В простейшем встречно-штыревом преобразователе так называемая степень перекрытия электродов (глубина их вложения) одинакова, а расстояние между центрами ближайших межэлектродных зазоров равно λ0
/2
, где λ0
– длина ПАВ (рис. 1.8.1,а). Максимальная эффективность преобразования переменного электрического сигнала в ПАВ в таком встречно-штыревом преобразователе обеспечивается на частоте f0
=v/λ0
(где v
– скорость распространения ПАВ), что обусловлено возникновением акустического синхронизма, т.е. сложением в фазе ПАВ, возбужденных каждой парой расположенных рядом электродов. Отклонение частоты переменного электрического сигнала от f0
приводит к уменьшению интенсивности ПАВ. Использование такого встречно-штыревого преобразователя для создания акустоэлектронных устройств (например, полосовых фильтров) ограничено, т.к. его амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) [имеющая вид (sinx
)/x
, где x=πN(f-f0
)/f0
, N
– количество пар электродов в преобразователе] для большинства применений имеет неудовлетворительную форму.
Для получения встречно-штыревого преобразователя с заданной АЧХ используют при его изготовлении т.н. методы ―взвешивания‖, суть которых заключается в том, что интенсивность ПАВ, возбуждаемых каждой парой электродов, меняется в соответствии с заданной функцией (функцией ―взвешивания‖). Наиболее распространенным является встречно-штыревой преобразователь, созданный на основе метода ―взвешивания‖, называемый аподизацией, который заключается в изменении перекрытия каждой пары электродов в соответствии с заданной функцией ―взвешивания‖ (рис. 1.8.1,б).
В таком встречно-штыревом преобразователе (аподизованном преобразователе) каждая пара электродов генерирует ПАВ с одинаковой амплитудой, но с различной шириной акустического луча. Основным недостатком аподизованного встречно-штыревого преобразователя является дифракционная расходимость ПАВ, генерируемых электродами с малым перекрытием (~ длине ПАВ).
Среди аподизованных преобразователей выделяют встречноштыревые преобразователи, изготовленные на основе методов ―непосредственного взвешивания‖, в которых получение заданной АЧХ обеспечивают, например, созданием емкостей между контактными площадками встречно-штыревого преобразователя и его электродами (рис. 1,в). Такой встречно-штыревой преобразователь состоит из двух частей (секций), одна из которых генерирует ПАВ, а другая осуществляет модуляцию их амплитуды в соответствии с функцией ―взвешивания‖.
91
Однонаправленное распространение ПАВ достигается включением двух встречно-штыревых преобразователей через фазосдвигающее устройство (обеспечивает сдвиг фаз на 90°) на расстоянии (n+1/4
)λ0
, где n
– целое число. Такую конструкцию называют однонаправленным встречноштыревым преобразователем. В этом встречно-штыревом преобразователе на частоте акустического синхронизма происходит сложение по фазе ПАВ, возбужденных двунаправленными встречно-штыревыми преобразователями и распространяющихся в одном направлении, и взаимное гашение ПАВ, распространяющихся в противоположных направлениях.
Рисунок 1.8.2. Схематическое изображение однонаправленного встречно-штыревого преобразователя: 1
– источник переменного электрического сигнала; 2
– звукопровод; 3
– согласующее устройство; 4
– фазосдвигающее устройство; 5
– двунаправленный встречно-штыревой преобразователь; n
– целое число; λ0
- длина ПАВ. (Стрелками указано направление распространения ПАВ.)
Встречно-штыревые преобразователи изготовляют нанесением тонкой пленки, чаще всего из Al или Au, на пластину пьезоэлектрика.
Встречно-штыревые преобразователи используют для создания
линий задержки, полосовых фильтров и других акустоэлектронных устройств на ПАВ, предназначенных для работы в диапазоне частот от 10 МГц до нескольких ГГц.
92
1.9 ФИЛЬТРЫ НА ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ
ВОЛНАХ
Принцип действия фильтров на поверхностных акустических волнах(ПАВ ).
На принципах функциональной электроники, а именно на использовании динамических неоднородностей, можно построить фильтры не только на основе ПЗС, но и акустоэлектронные, основанные на применении поверхностных акустических волн. При многих замечательных качествах фильтров на ПЗС их максимальная рабочая частота ограничена примерно 20 МГц. Акустоэлектронные фильтры, основанные на создании и движении динамических неоднородностей в виде дискретных упругих деформаций, удачно дополняют фильтры на ПЗС, так как рабочий диапазон частот фильтров на ПАВ находится в пределах от 1 до 103
МГц.
Напомним, что фильтры, использующие акустические объемные колебания, имеют следующие недостатки: существенно ограничены высшие частоты (для магнитострикционных фильтров — несколько мегагерц, для пьезоэлектрических 10 … 30 МГц); конструкция и технология этих фильтров основаны на механической обработке с очень высокой точностью, т. е. они отличаются по конструкции и технологическим процессам изготовления от современных элементов РЭА, базирующихся на микроэлектронике; по конфигурации и размерам, несмотря на их компактность (по сравнению с электрическими фильтрами), они плохо согласуются с конструкциями ИС.
Фильтры на поверхностных акустических волнах имеют принципиальные преимущества перед другими фильтрами, основанными на эффекте преобразования электрических колебаний в акустические. В устройствах на ПАВ объемные волны не применяются. В связи с этим изменяется принцип их действия и технические возможности.
Для того чтобы использовать поверхностные волны для создания фильтров, необходимо с помощью электрических сигналов во входном преобразователе возбудить их, а затем в выходном преобразователе вновь превратить в электрические сигналы.
Поверхностные акустические волны формируют тонкий, соизмеримый с длиной волны, слой с динамическими неоднородностями в виде упругих деформаций, имеющих дискретный характер. Это позволяет преобразования электрических волн в акустические во входном преобразователе и обратно в выходном осуществлять путем использования тонких металлических штырей (электродов), напыленных на поверхности звукопровода (подложки), обладающего пьезоэлектрическим эффектом.
Существует много методов возбуждения поверхностных волн. Рассмотрим метод, основанный на использовании в преобразователе встречных штырей (ВШП — встречно штыревые преобразователи). Он удачно сочетается с технологическими методами микроэлектроники.
Схематично такой преобразователь показан на рис. 1.9.1, где 1
— входной преобразователь; 2
— выходной преобразователь; 3
— поглотитель; 4
— звукопровод; 5
— штыри (напыленные металлические электроды).
Основными разновидностями ВШП являются: эквидистантный преобразователь (с одинаковыми расстояниями между штырями); неэквидистантный преобразователь (с различными расстояниями между штырями); неаподизованный преобразователь (с одинаковыми перекрытиями штырей); аподизованный (взвешенный) преобразователь (с различной степенью перекрытия штырей) и др.
Как видно из рис. 1.9.1, если приложить к штырям входного преобразователя электрическое напряжение высокой частоты, обеспечить согласование частоты f
с шагом ВШП, то под влиянием поля произойдет деформация в пьезоэлектрике, которая со скоростью υпов
распространится в обе стороны от каждого промежутка, если a
— ширина штырей, h
— расстояние между штырями; то шаг ВШП
b=a+h.
Если шаг ВШП согласован с длиной волны, то деформации, вызванные каждым промежутком, суммируются, образуя суммарную поверхностную волну.
Суммирование происходит за счет того, что локальная деформация, образовавшаяся под одним из промежутков, начинает перемещаться в
94
противоположных направлениях и проходит расстояние λпов
/2 до следующего промежутка. Она оказывается там в тот момент, когда следующая полуволна внешнего напряжения достигнет максимума и создаст свою деформацию, которая, складываясь с пришедшей от соседнего промежутка, создаст суммарную деформацию. Это имеет место при выполнении равенства
2b=
λпов
= υпов
/f
, где λпов
— длина поверхностной акустической волны.
Так происходит многократно под всеми промежутками, и суммарная волна распространяется по звукопроводу. Эта волна достигает выходного преобразователя, где происходит обратное преобразование деформаций в электрическое напряжение. Обратное преобразование обусловлено тем, что деформации пьезоэлектрика, вызванные поверхностной волной, приводят к появлению электрического напряжения, наведенного на соседних парах штырей при согласовании ВШП с частотой, будет противоположный из-за обратного чередования штырей. Это позволяет сформировать в выходном преобразователе двуполярное переменное электрическое напряжение с частотой входного сигнала.
Чем больше штырей содержит преобразователь, тем он эффективнее и тем большая накапливается деформация. Одновременно с этим более жесткие требования предъявляются к точности выполнения штырей звукопровода, к стабильности скорости распространения поверхностной волны и частоты сигнала. Очевидно, что суммирование будет иметь место только при (a+h)=
λпов
/2. деформации, возникающие под промежутками при других частотах, не будут эффективно суммироваться. Зависимость отклика от частоты можно использовать для получения эффекта фильтрации.
Очевидно, свойства таких фильтров зависят от материала звукопровода. Например, для ниобата лития (LiNbO3
) скорость поверхностной волны составляет от 3,48 до 4 км/с в зависимости от среза, квадрат коэффициента электромеханической связи составляет 0,05; температурный коэффициент задержки — 85×10-6
1/°С. Тогда, например, при частоте 100
МГц длина поверхностной акустической волны
λпов
=υпов
/f=
4000 м/с/100·106
Гц =4·10-2
мм.
При этом шаг ВПШ
b=
λпов
/2=0,02 мм.
Отметим важную особенность фильтров на ПАВ: они являются дискретными аналогично фильтрам на ПЗС. Действительно, электрическое поле действует на пьезоэлектрик, вызывая неоднородность, в виде дискретных
95
участков сжатия или растяжения, где расположены пары штырей преобразователя. Распространяясь, неоднородности суммируются.
Из принципа действия фильтров на ПАВ очевидно, что если штыри и промежутки выполнить точно и согласованно с частотой, то полоса частот пропускания определяется числом пар штырей. Действительно, при малом числе пар штырей отклонение частоты от средней (расстройка) приводит к уменьшению эффективности преобразования и, следовательно, к частотноизбирательному эффекту, но уменьшение коэффициента передачи с расстройкой происходит медленно. Если же использовать много пар штырей, то каждая пара будет вносить свою долю в уменьшение относительного коэффициента передачи, т. е. в этом случае полоса частот будет более узкая. Это полностью согласуется с соображениями, изложенными ранее, когда подчеркивалось, что фильтрация есть процесс накопления, так как при большом количестве штырей накапливается много воздействий, формирующих поверхностную акустическую волну.
Между числом электродов преобразователя и его полосой существует следующая взаимосвязь:
∆fп
=f0
/N
,
где ∆fп
— полоса пропускания частот фильтра; N —
число пар штырей; f0
— центральная частота фильтра.
Напомним, что добротность LC
-контура Q= f0
/∆fп
. Следовательно, число пар штырей эквивалентно добротности. Отсюда следует, что сужение полосы пропускания фильтра связано с увеличением числа штырей, т. е. с увеличением размеров фильтра. Однако ограничение, связанное с сужением полосы пропускания в LC
-фильтрах, более жесткое, так как определяется природой потерь в конденсаторе и катушке индуктивности, которые не могут быть уменьшены ниже определенного уровня. В данном случае полоса пропускания ограничивается в основном возможностями технологии, которая определяет количество пар штырей и размеры звукопровода. Следовательно, в этом смысле фильтры на ПАВ имеют те же свойства, что и фильтры на ПЗС, для которых было показано, что полоса определяется числом секций МДПконденсаторов (элементов памяти).
Из изложенного принципа действия вытекает, что фильтры на ПАВ по природе функционирования являются полосовыми со средней частотой, зависящей от размеров штырей.. Идеи, положенные в основу работы фильтров на ПАВ, использованы для создания устройств различного функционального назначения: полосовых входных фильтров и фильтров на УПЧ; линий задержки на фиксированную задержку и с отводами; фильтров для приема сложных шумоподобных (ШПС), фазоманипулированных (ФМН) сигналов с большой базой; фильтров для приема линейно-частотно-модулированных сигналов с большой базой; резонаторов на ПАВ и других устройств.
96
В последующем изложении будет рассмотрен наиболее распространенный вариант — полосовой фильтр с эквидистантными преобразователями. Особенности некоторых других будут рассмотрены в конце параграфа.
Область частот фильтров на ПАВ.
Минимальная частота фильтра на ПАВ определяется возможными размерами звукопровода, которые зависят от технологии изготовления и составляют обычно не больше 50 … 300 мм, а также от требований к относительной полосе частот, т. е. от количества пар штырей и числа преобразователей.
Минимальное число преобразователей в фильтре два: входной, куда поступает фильтруемый сигнал, и выходной, который воспринимает отфильтрованный сигнал. Функции фильтрации могут быть распределены между ними по-разному. Наиболее часто основные функции по формированию частотной характеристики выполняет входной преобразователь, а выходной является широкополосным. Как показывает опыт, при этом меньше проявляются искажения частотной характеристики.
Суммарная амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) фильтра Kф
(ω) определяется произведением частотных характеристик обоих преобразователей:
Kф
(ω) = Kвх
(ω) Kвых
(ω),
поэтому детальное рассмотрение АЧХ можно проводить для каждого
преобразователя в отдельности.
Отметим, что для фильтров на ПАВ большое значение имеет относительное расположение преобразователей. Их не располагают далеко друг от друга, так как удаление вызывает дополнительные искажения АЧХ. Это согласуется с требованием уменьшения габаритов и получения фильтров на возможно более низкие частоты.
Используя соотношение между длиной преобразователя (рис. 1.9.2,а
) и полосой частот, определим, на какой минимальной частоте может работать фильтр. Предположим, что lз
<< lвх
и lвых
<< lвх
, где lз
— расстояние между преобразователями; lвх
— длина входного преобразователя; lвых
— длина выходного преобразователя. Тогда минимальную частоту настройки фильтра можно приближенно определить рассматривая один входной преобразователь. Минимальное число пар штырей и, следовательно, низшая частота фильтра зависят от требований к относительной полосе пропускания частот. Если взять типичный случай, когда ∆fп
=0,05f0
, то требуется 20 пар штырей. Длина входного преобразователя будет равна lвх
=10 λпов
. При скорости распространения
97
Рисунок 1.9.2.
поверхностной волны υпов
≈3000 м/с, считая, что звукопровод позволяет создать преобразователь длиной lвх
≈100 мм, получим, что минимальная частота сигнала составит около 200 кГц. Реально, с учетом расстояния между преобразователями lз
, длины выходного преобразователя, технологических промежутков, частота составит примерно 400 кГц. Следовательно, низшая частота фильтра определяется возможной длиной звукопровода. На практике фильтры на ПАВ используются на частотах выше 1 МГц.
Технология ВШП должна обеспечивать высокую разрешающую способность, чтобы с высокой точностью выдерживать очень маленькие размеры как ширины штырей, так и промежутка между ними и шага в целом. Сказанное ограничивает высшие частоты. Например, если исходить из того, что с достаточной точностью могут быть выполнены штыри и промежутки между ними шириной в 1 мкм, то высшая частота настройки преобразователя
98
и, следовательно, фильтра составит
f
= υпов
/2 kм
=4000/2(1+1)=1·109
Гц.
Следовательно, фильтры на ПАВ могут работать на достаточно высоких частотах.
Расчет частотных характеристик.
Для практического использования фильтра важны ширина полосы и форма частотной характеристики.
При расчете частотной характеристики фильтра на ПАВ возникают трудности, вызванные тем, что электрическое поле и связанные с ним поверхностные акустические волны имеют сложную структуру. Поэтому для инженерных расчетов необходимо создать методику, которая должна позволить сохранить основные особенности поля и акустических волн и в то же время существенно упростить расчет АЧХ.
Основное применение для расчета получил метод δ-функций. Для получения расчетных соотношений для частотной характеристики предположим, что на штыри эквидистантного преобразователя действует сигнал в виде очень короткого импульса напряжения (δ-функция). В этом случае в каждом из промежутков между штырями возбуждается кратковременно электрическое поле. Вдоль звукопроврда будет двигаться поверхностная волна с λпов
=2(a+h
). Протяженность импульса этой волны в звукопроводе определяется не длительностью электрического импульса, а шириной входного преобразователя lвх
. Огибающая этого импульса ∆l
=lвх
и направление его движения в одну из сторон показаны на рис. 1.9.2,б
. импульс длительностью ∆l
=lвх
со скоростью υпов
двигается к выходному преобразователю. Для того чтобы этот преобразователь мало влиял на частотную характеристику, предположим, что он состоит из одной пары штырей. Импульс, проходя через выходной преобразователь с задержкой ∆ηз
= lз
/ υпов
, дает на радиочастоте f0
=υпов
/ /2(a+h
) импульс напряжения с
длительностью ∆ηз
≈ lвх
/ υпов
(рис. 6.24,в
). Так как
l
вх= λповN
,
то
∆ηи
=N/f0
Известно, что импульс такой длительности на несущей частоте имеет спектр частот с огибающей [sin N
π ((f-f0
) /f0
)] / [N
π ((f-f0
) /f0
)] (рис. 1.9.2,г
).
Высокочастотное заполнение для упрощения рисунка не показано. Как видно, полоса пропускания между «нулями» на частотной характеристике
2∆f0
=2(1/∆ηи
) =2f0
/N
.
Для уровня ослабления, равного 0,7 от максимума (что принято
99
использовать для характеристики полосы пропускания) полная полоса частот в два раза уже:
∆fп
=f0
/N
.
Так как отклик линейной цепи на δ-импульс есть ее импульсная функция, то импульс длительностью ∆ηи
на выходе выходного преобразователя тоже импульсная функция фильтра. Преобразование Фурье дает частотную характеристику, следовательно, на рис. 1.9.2,г
показана частотная характеристика фильтра. Эта характеристика имеет дополнительные выбросы и практически малопригодна, поэтому возникает задача значительно уменьшить уровень боковых лепестков (выбросов). Для этого необходимо, чтобы дискретный фильтр имел неоднородную структуру, т. е. чтобы отдельные звенья фильтра вносили разные «вклады».
Структура фильтра, которая была рассмотрена выше, в терминах дискретных фильтров может быть определена как дающая фильтр с «прямоугольным окном». Для того чтобы уменьшить боковые выбросы, нужно использовать сложные формы «окна». Для реализации этой задачи следует решить вопрос о том, как изменить «вклад» каждого звена или каждой пары штырей в формирование результирующей волны. Дискретное возбуждение необходимо осуществлять в разных парах штырей с разной интенсивностью. Интенсивность парциальной волны, возбуждаемой каждой парой штырей, определяется длиной или перекрытием штырей (аналогично тому, как в фильтрах на ПЗС интенсивность снимаемого сигнала определялось перекрытием электродов). Следовательно, нужно брать разные значения перекрытия штырей у преобразователя по его длине. Это изменит форму импульса, описывающего импульсную функцию и, следовательно, обеспечит получение другой формы частотной характеристики, так как они связаны преобразованием Фурье. При проектировании фильтра следует менять перекрытие штырей по длине преобразователя в соответствии заданной импульсной характеристикой, которая определяется из требуемой частотной характеристики. Изменение перекрытия называют аподизацией
. Это эквивалентно методу формирования «окон» в общей теории дискретных фильтров. В качестве примера приведем табл. 1.9.1, где даны формы частотных характеристик, соответствующие им формы импульса, аналитические выражения частотных характеристик и импульсных функций, а также рисунки перекрытия штырей для эквидистантного преобразователя. При изменении перекрытия штырей по длине преобразователя форма частотной характеристики становится более плавной, выбросы уменьшаются, но ширина полосы увеличивается. Это и понятно, так как уменьшается количество штырей, существенно влияющих на формирование результирующей волны и полосы пропускания.
100
Для доказательства того, как аподизация влияет на форму частотной характеристики и полосу пропускания, воспользовавшись приведенными в табл. 1.9.1 формулами, рассчитаем АЧХ. Сделаем это для нормированной ширины импульса, когда протяженность во времени импульсной переходной функции и соответствующее ей количество штырей, являются одинаковыми для всех случаев (рис. 1.9.3). для простоты расчета положим, что длительность импульсной функции во всех случаях равна единице.
Рисунок 1.9.3: 1
прямоугольная импульсная характеристика с длительностью 1 с; 2
— импульсная функция в виде треугольника с 2
длительностью 1 с; 3
— импульсная характеристика типа e t
при α=8, когда в пределах длительности 1 с ордината с2
оставляет 0,13 … 1; 4
— импульсная характеристика типа e t
при α=12, когда в пределах длительности 1
с ордината составляет от 0,05 … 1. Частотные характеристики для указанных случаев приведены на рис.
1.9.4.
Рисунок 1.9.4.
1
— неаподизованный преобразователь с равномерным перекрытием штырей; 2
— аподизованный, с линейным изменением перекрытия штырей; 2 3
, 4
— при изменении перекрытия штырей по закону e t
при α=8 и 12 соответственно.
Из рис. 1.9.4 наглядно видно, что при линейной аподизации
101
интенсивность боковых выбросов составляет 0,05 максимума, а полоса пропускания расширяется (на уровне 0,7) примерно в 1,3 раза, т. е. форма частотной характеристики улучшается по сравнению со случаем равномерного 2
e t
частотная перекрытия штырей. При перекрытии штырей по закону
характеристика не имеет боковых выбросов, а полоса пропускания расширяется по сравнению с равномерным перекрытием штырей примерно в 1,35 раза при α=8 и в 1,55 раза при α=12.
перекрыРеально тии штырей по закону в фильтре с аподизованным t2
будут небольшие выбросы, так как преобразователем при e
значения перекрытия начинаются скачком не с нуля, а с 5 % для α=12 и с 13 % для α=8. Таким образом, изменяя закон перекрытия штырей относительно центра преобразователя, можно менять форму частотной характеристики, уменьшая боковые выбросы. Однако, при этом будет меняться ширина полосы.
102
табл. 1.9.1
Форма частотной характеристики
Аналитическое выражени е
частной
характеристики
Форма импульсной функции
Аналитическое выра жение
импульсной функции
Рисунок перекрытия штырей
103
Проектирование и конструирование фильтров на поверхностных акустических волнах
Согласование преобразователей
. При проектировании и конструировании фильтров на ПАВ необходимо решить ряд вопросов: согласование входной и выходной цепей с акустической частью, учет влияния погрешностей изготовления на характеристики фильтра, учет вторичных эффектов, выбор материалов звукопровода, штырей и корпусов и др. Выше работа фильтра на ПАВ идеализировалась. Считали, что энергия, поступающая из внешней цепи, без потерь превращается в энергию электрического поля штырей преобразователя, которая, в свою очередь, переходит в энергию акустической волны. Затем энергия акустической волны вновь переходит в энергию электрического поля, которая превращается в энергию сигнала, действующего на выходе фильтра. Для того чтобы эти преобразования происходили без отражений и значительных потерь энергии, необходимо выполнить согласование.
Для сигнала, поступающего из внешней цепи, преобразователь представляет последовательное соединение емкости преобразователя Cпр
и сопротивления (сопротивление излучения) Rа
(ω0
). Эквивалентная схема приведена не рис. 1.9.5. Существует вариант эквивалентной схемы параллельного соединения емкости и сопротивления. Ограничимся последовательным соединением.
Особенно важно согласование внешней цепи и преобразователя для случая, когда входной сигнал поступает по высокочастотному кабелю, волновое сопротивление которого обычно находится в пределах 50…300 Ом. При отсутствии согласования энергия будет отражаться от перехода кабель ― преобразователь. Для устранения этого необходимо исключить влияние емкости, для чего следует использовать компенсирующую индуктивность Lк
и обеспечить такое соотношение между активным сопротивлением излучения Rа
(ω0
) и волновым сопротивлением кабеля ρк
, когда
ρк
= Rа
(ω0
),
где ω0
― частота квазирезонанса.
Расчет компенсирующей индуктивности Lк
проводится по формуле
Lк
= 1/(Cпр
ω02
).
Рисунок 1.9.5.
Емкость преобразователя на единицу длины каждой пары штырей (пФ/см) может быть найдена как емкость двух плоских проводников шириной а
, находящихся друг от друга на расстоянии h
, по приближенной формуле
С1
=(ε + 1) 0,09 lg [1 + 2a
/h
+ a2
/h2
],
где ε ― диэлектрическая проницаемость материала подложки; а
― ширина 104 штыря; h
― расстояние между штырями. Емкость пары штырей будет равна C1W
, где W
― апертура (см. рис. 1.9.5). Емкость преобразователя
Спр
= C1WN
,
где N
― количество пар штырей.
Для расчета емкости и компенсирующей индуктивности нужно знать W
и N
. Апертура W
определяется из условий согласования ρк
и Rа
(ω0
). Активное сопротивление Rа
(ω0
) отражает потери в электрической цепи из-за излучения и распространения по звукопроводу акустической энергии. Сопротивление Rа
(ω0
) определяется выражением
Rа
(ω0
)=4kм2
/ (πω0C1W
),
где kм
― коэффициент электромеханической связи.
Для обеспечения согласования ρк
=Rа
(ω0
) необходимо варьировать значением апертуры W
, так как частота ω0
задается при расчете фильтра, емкость C1
определяется топологией преобразователя, коэффициент kм
― выбранным материалом.
Из Спр
= C1WN
, определим значение апертуры при согласовании ρк
и Rа
(ω0
), т. е. при согласовании параметров входной электрической цепи и электрических параметров преобразователя:
W
согл=4k
м2 / (πω0C
1 ρк).
Однако, определяя Wсогл
из условия согласования, следует иметь в виду, что апертура W
определяется и рядом других факторов, а именно работой фильтра в первой зоне Френеля. Для этого требуется, чтобы
W ≥
√lз
λпов
.
Согласование излучателя и акустического канала, по которому распространяется акустическая волна, определяется из условия равенства добротности акустического канала Qа
и добротности электрического излучателя Qэ
. поскольку полоса ∆fп
=f0
/N
и связь ∆fп
и f0
определяется добротностью Qа
, то
Qа
=N
.
Добротность Qэ
зависит от сопротивления излучения и реактивного сопротивления, определяемого емкостью преобразователя:
Qэ
=1/ ω0C1WNRа
(ω0
)=π/4kм2 N
.
Согласование излучателя и акустического канала будет при равенстве Qа
=
105
Qэ
. При этом N= Nопт
. Тогда оптимальное количество пар штырей
Nопт
=√π/4kм2
.
Следовательно, для тех случаев, когда важны минимальные потери энергии, число штырей приходится выбирать из соображений согласования. Для наиболее характерных материалов звукопровода Nопт
составляет от 5 до 20, т. е. полоса частот, достигаемая при максимальном согласовании, составляет от 5 до 20 % несущей частоты. Если фильтр используется в УПЧ, то строгое согласование необязательно и количество штырей можно выбирать исходя из требования к полосе частот.
Влияние погрешностей изготовления преобразователей и нестабильностихарактеристик материалов на уменьшение выходного сопротивления.
Все вышеуказанные зависимости справедливы при определенных допущениях, а именно в предположении, что все размеры фильтра выполнены с высокой точностью и согласованы со скоростью распространения поверхностной волны. При конструировании требуется, чтобы обязательно учитывалось влияние этих отклонений на работу фильтра.
Предположим, что имеются отклонения, которые приводят к нарушению согласования волн, создаваемыми разными парами штырей на время ∆ηj
. Это равнозначно рассогласованию между фазами волн на ∆φj
:
∆θj
=∆ηj
ω0
=2π(∆ηj
/Т0
); ∆ηj
/Т0
=(1/2π) ∆θj
,
где Т0
=1/ f0
— период колебаний.
Тогда суммарная волна будет иметь значение, которое удобно выразить через напряжение на выходе выходного преобразователя u∑
(∆θ) при наличии рассогласования по фазе парциальных волн, т. е. волн, возбуждаемых отдельными парами штырей:
u∑
(∆θ) =
,
где Uj
— амплитуда выходного сигнала при действии одной парциальной волны; j
— номер пары штырей; ∆θj
— рассогласование по фазе в j
-й паре штырей; N
― число пар штырей.
После преобразования выражения u∑
(∆θ) =
, получим
u∑
(∆θ) ≈
При малых значениях ∆θj
второй член в данном уравнении много меньше
106 первого. Тогда
u∑
(∆θ) ≈ t
.
При одинаковой интенсивности излучения каждой пары имеет место равенство Uj
= U1
.
Рассматривая только амплитуду U∑
(∆θ), получаем
U
∑(∆θ) ≈ .
Разложим cos
в ряд, пренебрегая первыми двумя членами ввиду малости ∆θj
, и получим
U∑
(∆θ) ≈ ≈ U1N
1 ,
где U1N= Uн
— амплитуда отклика при точном согласовании всех парциальных волн (номинальное напряжение на выходе). Из U∑
(∆θ) ≈ U1N
, видно, что амплитуда U∑
(∆θ) зависит от того, как связаны между
собой отклонения по фазе в разных номерах пар штырей. Рассмотрим два наиболее характерных случая.
1. Отклонения в каждой паре одинаковые, т. е. ∆θj
=∆θ1
, и зависимые. Это будет иметь место при отклонении скорости распространения в звукопроводе от номинала за счет технологических отклонений при изготовлении звукопровода или при изменении скорости распространения под влиянием температуры за счет температурного коэффициента задержки (ТКЗ).
2. Отклонения в каждой паре случайны, одинаковы и независимы. Это будет наблюдаться при технологических отклонениях в положении и размерах штырей и промежутков между ними.
При одинаковых и зависимых отклонениях сдвиг по фазе с увеличением j
нарастает. Тогда ∆θj
= j
∆θ1
,
j
,
Сумма квадратов натурального ряда чисел приближенно выражается через N3
/3. Тогда
107
,
где ∆η1
― рассогласование по задержке на интервале длины волны. Относительное отклонение результирующего напряжения
,
где ∆υпов
— отклонение скорости поверхностной волны от номинальной; ∆υпов.н
— номинальная скорость поверхностной волны.
Положим, что отклонение ∆η1
определяется отклонением задержки от номинального значения, для которого проведен расчет преобразователей. Если учитывать влияние на задержку только отклонений скорости поверхностной волны ∆υпов
то
∆η12/T
02 ≈ ∆υ2пов/∆υ2пов.н.
Как видно, влияние зависимых отклонений на потери в фильтре резко возрастает при увеличении числа пар штырей N
. Зная отклонение скорости поверхностной волны от номинальной, просто найти уменьшение напряжения отклика. Например, при очень малом отклонении в скорости (∆υ2пов
/∆υ2пов.н
=10-6
) получим
∆U∑
(∆θ)/ Uн
=0,06 при N
=100;
∆U∑
(∆θ)/ Uн
=0, 6 при N
=300.
Следовательно, отклонения в скорости распространения поверхностной волны и времени задержки в звукопроводе значительно влияют на отклик на выходе фильтра.
При случайных независимых отклонениях полагаем, что известно D
)
(оно одинаково для всех штырей). Тогда из уравнения U∑
(∆θ) ≈ ≈
108
.
Следовательно, при увеличении числа пар штырей случайная составляющая ∆U∑
(∆θ)/ Uн
уменьшается, устремляясь к нулю. Этот результат аналогичен полученному ранее для фильтров на ПЗС, где относительное влияние случайных независимых отклонений уменьшается с увеличением числа ячеек памяти. В фильтрах на ПАВ остается только незначительное среднее отклонение выходного напряжения, не зависящее от количества пар штырей. Например, при больших относительных отклонениях задержки [D1/2
(∆θ1
)/Т0
=0,01] уменьшение среднего значения составит 0,2% . Следовательно, можно допускать существенные случайные независимые отклонения при изготовлении штырей.
Конструирование преобразователей фильтров на ПАВ.
При конструировании фильтров на ПАВ необходимо решить ряд вопросов, связанных с вторичными эффектами, к числу которых в первую очередь следует отнести эффекты отражения акустических волн от штырей преобразователей, от краев звукопровода и т. д. Наиболее существенное влияние оказывает отражение от штырей. Действительно, волна, распространяющаяся под штырями, с одной стороны, накапливает интенсивность, суммируясь с волнами других пар штырей, а с другой ― отражается от каждой последующей пары.
Нанесенные на поверхность звукопровода штыри изменяют условия и скорость движения волны. В них возбуждается электрическое напряжение, происходит вторичное излучение, т. е. отражение волн. Эффект этот тем больше, чем больше пар штырей и чем больше коэффициент электромеханической связи kм
. Эффект отражения существенно ограничивает количество пар штырей и требует тщательного выбора материала звукопровода (в зависимости от требований к полосе частот). Заметим, что использование подобных отражений лежит в основе функционирования резонаторов на ПАВ.
В фильтрах на ПАВ эффект отражений стремятся уменьшить, для чего используют очень тонкие напыленные штыри, толщиной примерно 100 … 200 нм, а также подбирают соотношения между величинами a
и h
. Установлено, что целесообразно выбирать отношение a
/(a+h
), равное примерно 0,6 при материалах с небольшим значением kм
и 0,7…0,8 — с большим kм
.
При конструировании фильтров сначала в зависимости от требований к полосе и средней частоте выбирается материал звукопровода. Для звукопровода могут быть использованы как монокристаллические, так и поликристаллические (пьезокерамические) материалы. Монокристаллы обеспечивают малые потери на распространение ПАВ ( около 0,1 … 0,5 дБ/см на частотах до 2 ГГц). Они стабильны во времени (для силиката висмута отклонение скорости волны от кристалла к кристаллу не превышает ±0,06 %). Характеристики некоторых материалов приведены в табл. 1.9.2 и 1.9.3. В фильтрах с соотношением ∆fп
/f0
до 0,05 … 0,06 наиболее широко используется кварц SiO2
различных срезов. В этом случае малый коэффициент электромеханической связи позволяет получить
109
низкий уровень отраженных от штырей сигналов даже при числе штырей более 300...500. Кварц также отличается высокой температурной стабильностью, и поэтому могут быть получены кристаллы, позволяющие создать звукопроводы длиной 100...200 мм.
Для фильтров с полосой ∆fп
/f0
≈0,5...0,6 применяется в основном ниобат лития LiNbO3
, который благодаря большому коэффициенту электромеханической связи позволяет уменьшить затухание в фильтре, но при небольшом числе штырей примерно 10. Таблица 1.9.2
Материал
Ориентация
Скорость волны
υпов
, км/с
Измене ние
скорост и
∆υ/υпов
Коэффиц иент
электроме ханическо й связи k2м
, %
Оптимал ьная
полоса
∆fп
/f0
,
%
Температ урный
коэффиц иент
скорости αυ
.106,
1/°С
Температ урный
коэффици ент
задержки ατ
.106,
1/°С
Кварц
Ниобат лития
Танталат лития Германат висмута
YX
ухе/420
45'
YZ
41,5°, X ZY
YX
[110] (111)
3,159
3,158
3,488 4
3,329
3,148 1,708
0,09
0,058
2,41
2,77 0,59
0,037
0,82
0,23
0,16
5,04
5,78
1,21
0,075
1,69
5,3
4,6
24
28
11
3,2
15
38
14
-87
-57
-52
-33
-123
-24
0
94
72
69
49
115
Таблица 1.9.3
Марка керамики
Скорость υпов
, км/с
Коэффициент электромехани
ческой связи kм
, %
Диэлектриче ские потери tgδ, %
Добротно сть Q.10-3
Температурны й коэффициент частоты αf.
106
В-16, В-17, В-18
ЦТС- 19
ПКД-38, 329/20
2,2...2,4
2,1
2,3; 2,4
0,3...0,35
0,31
0,38; 0,15
0,25... 0,32
3,5
0,5
1,75
0,5
1,0; 2,5
25
21
30, 120
110 0,04мм
К числу перспективных материалов для звукопроводов можно отнести танталат лития LiТаО3
и германат висмута Bi12
GeO20
. Танталат лития является единственным материалом, в котором высокие пьезоэлектрические свойства сочетаются с хорошей термостабильностью. Германат висмута применяется для линий задержки на большие длительности из-за низкой скорости распространения ПАВ и для фильтров со сложными ВШП. Это объясняется тем, что можно получить относительно большие размеры кристаллов. налы, состоящие из Nэ
элементов сигнала длительностью Тэ
с квазислучайными фазами, отличающимися на π. Напомним, что для таких сигналов основные особенности согласованных фильтров заключаются в фазочастотной характеристике. Простейший фильтр для этих сигналов представляет собой совокупность элементов задержки с отводами и сумматора. Описанные выше фильтры могут быть выполнены на основе электромеханических и кварцевых линий задержки. Но это вызывает большие конструкторско-технологические трудности и обычно число отводов, т. е. база сигнала, не превосходит 100 ... 200. Фильтры на ПАВ представляют в этом отношении интересные возможности. Действительно, для формирования отвода достаточно одной или двух пар напыленных встречных штырей. Общая длина такого преобразователя-отвода может составлять сотые и тысячные доли миллиметра. Расстояние между парами штырей lотв
определяется длительностью элемента сигнала Тэ
:
l
отв=υ
повTэ
Если, например, Тэ
составляет 0,25 мкс, как это часто бывает на практике, то расстояние между парами штырей при υпов
≈400 м/с должно быть lотв
=
111 i
lш= 2,25λпов
Рисунок 1.9.7.
Например, для несущей частоты
Рисунок 1.9.8. 1000 МГц общая ширина штырей отвода будет около 0,07 мм. Принцип действия таких фильтров пояснен
рис. 1.9.8. на примере приема сигнала, сформированного по коду Баркера из 13 элементов сигнала. Расположив на звукопроводе Nэ
преобразователей-отводов и скомпоновав их так, чтобы знак при суммировании определялся фазой каждого сигнала, получим согласованный фильтр для ФМН сигнала.
Резонаторы на ПАВ.
В обычном фильтре на ПАВ полоса пропускания зависит от количества пар штырей: сужение полосы требует увеличения пар штырей. Вместе с тем, имеется возможность повысить фильтрующие свойства фильтров на ПАВ, используя резонансные явления при наличии отражений. Поверхностная акустическая волна, встречаясь с неоднородностью, будет частично отражаться. Если расположить определенным образом несколько пар штырей, то можно достигнуть такого состояния, когда основная часть энергии ПАВ будет отражаться1.9.8.. На рисунке: 1
— резонаторная полость; 2
- металлические электроды; 3
— пазы; 4
— диффузионные неоднородности.
Если расположить штыри так, чтобы расстояние между ними обеспечивало синфазное сложение отраженных и падающих колебаний, то возбужденная коротким импульсом волна в таком устройстве будет циркулировать, постепенно затухая. Таким образом, импульсная характеристика будет в этом случае близка к характеристике LC
-фильтра, но с очень узкой полосой, если при отражении будут малые потери. Для санкционирования такого фильтра необходимо возбудить волну, которая, многократно отражаясь, создаст эффект узкой полосы. Фильтр работает следующим образом. Если на левый преобразователь подать скачок напряжения высокой частоты, то он вначале дойдет до правого
112
преобразователя и там появится напряжение малого уровня. Это напряжение будет непрерывно поступать от левого преобразователя. Волна напряжения этой частоты, отражаясь от правого отражателя, вернется и тоже наведет напряжение. Затем эта волна отразится от левого преобразователя и опять придет в правый. Кроме того, волна, которая пошла от левого преобразователя влево, также отразится и достигнет преобразователя. Если все размеры выдержаны точно, то эти волны синхронно складываются. Постепенно они будут затухать и установится какая-то конечная амплитуда поверхностной волны и конечная амплитуда сигнала, снимаемого с правого преобразователя. Благодаря малым затуханиям отраженных волн происходит медленное нарастание выходного напряжения, что эквивалентно узкополосному фильтру. Как показали исследования, добротность таких резонаторов может достигать 103
... 104
.
Однако, используя резонаторы, можно создать фильтры только с простой амплитудно-частотной и фазочастотной характеристиками. Поэтому, несмотря на очень высокие показатели по добротности и узкополосности, они имеют ограниченное применение.
1.10 ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ПРИБОРОВ С ЗАРЯДОВОЙ СВЯЗЬЮ. ФИЛЬТРЫ НА ПРИБОРАХ С
ЗАРЯДОВОЙ СВЯЗЬЮ.
Приборы с зарядовой связью (ПЗС) в дискретных фильтрах
. Функциональная электроника, основанная на использовании динамических неоднородностей, создаваемых в веществе в процессе функционирования, дала интересные возможности для создания многих устройств, выполняющих ответственные функции в РЭА, в том числе позволила создать новые эффективные фильтры. Эти фильтры основаны на принципах дискретной фильтрации. Выше была рассмотрена работа дискретных фильтров, дан общий анализ их характеристик при любой 4 физической реализации, показаны их возможности и ограничения.
Положительные качества таких фильтров были известны давно, однако широкого применения они не получили. В основном дискретные фильтры использовались применительно к сложным фазоманипулированным сигналам, поскольку характер таких сигналов, состоящих из набора дискретных элементов конечной длительности и с разными фазами, требовал применения именно такого вида фильтров. Реализовывались они на линиях задержки – электрических, электромеханических, пьезоэлектрических и других.
Обычно сложные сигналы применяются в специальных системах радионавигации, радиолокации, радиосвязи. Поэтому большая трудоемкость изготовления фильтров, для таких сигналов, сложность их регулирования, значительные масса и стоимость были оправданы. С развитием функциональной электроники были созданы приборы с зарядовой связью и
113
появилась возможность создавать дискретные фильтры более компактные, дешевые и надежные, чем применявшиеся ранее аналоговые. Это позволило поставить в принципе по-новому вопрос о создании и применении дискретных фильтров, т. е, получить на основе устройств функциональной электроники не только фильтры для сложных сигналов, но и широкую номенклатуру других фильтров. Это объясняется тем, что дискретные фильтры, по сути, остаются линейными, а дискретный характер накопления в них позволяет устранить многие трудности и ограничения, свойственные аналоговым фильтрам. Следует отметить, что на основе ПЗС удалось также создать компактные и совершенные передатчики изображений, но это направление не связано с элементной базой широкого применения, в связи с чем в этой книге на таком применении ПЗС останавливаться не будем.
Выше при изучении того, как формируются характеристики дискретных фильтров, показано, что частота их настройки не связана с массой и габаритами фильтров и полностью определяется тактовой частотой, а полоса пропускания не зависит от потерь и определяется количеством элементов накопления или дискретной памяти. Для того чтобы провести анализ возможностей фильтров на ПЗС, необходимо выявить, какие они имеют ограничения: по высшей и низшей частотам, тактовой частоте, количеству входящих в них элементов и ширине полосы пропускания. Для того чтобы рассмотреть эти вопросы, необходимо остановиться на физике функционирования МДП-конденсаторов, лежащих в основе работы ПЗС.
Функционирование МДП-конденсаторов
. Напомним вначале принцип работы МДП-конденсаторов. На рис. 1.10.1 дано схематическое изображение МДП-конденсатора, состоящего из полупроводника, например кремния n-типа, т.е. с преобладанием носителей — электронов (п —
тип носителей тока, Si — материал); оксидного слоя диэлектрика в виде двуокиси кремния — SiO2
; напыленного металлического электрода и проводников, присоединенных к подложке и металлическому электроду, к которым может быть приложено напряжение.
114
Рисунок 1.10.1 Рисунок 1.10.2
Если напряжение не приложено, то области полупроводника равномерно заселены электронами. При подаче на металлический электрод положительного напряжения электроны притягиваются к изоляционному слою, образуя на обкладках конденсатора заряд. Емкость этого конденсатора будет определяться диэлектриком SiО2
.
Если к металлическому электроду подвести отрицательное напряжение достаточного значения Uпор
. (рис 1.10.2) (или положительное, если полупроводник р
-типа), то электроны под действием электрического поля будут вытеснены из области, находящейся под пластиной. Образуется динамическая неоднородность в виде области в полупроводнике, обедненной носителями. На обкладках сформируются заряды, но емкость такого конденсатора будет много меньше, так как диэлектриком для него служит не только слой SiO2
, но и область полупроводника, обедненная носителями, которая также может рассматриваться как диэлектрик.
Отсюда видно, что МДП-конденсатор в принципе отличается от обычного, в котором емкость не зависит от приложенного напряжения. Однако отличие между обычным и МДП-конденсатором заключается не только в этом. Реально полупроводник неидеален: из-за дефектов кристаллической решетки, наличия примесей состояние МДП-конденсатора меняется во времени. В обедненной области происходит генерирование положительных и отрицательных частиц, т. е. дырок и электронов. Естественно, что электроны вытесняются из обедненной области, а дырки наоборот концентрируются у поверхности изоляционного слоя, образуя слой, который называется инверсным (рис. 1.10.2). При этом емкость конденсатора изменяется, созданная динамическая неоднородность, а именно обедненная область, изменяет электрические свойства и через некоторое время она обращается в полупроводники р
-типа.
Для ПЗС важно время, в течение которого динамическая неоднородность в виде обедненной области сохраняет свои свойства. В зависимости от технологии и чистоты материала это время может составлять от 10-2
с до многих часов (при комнатной температуре). Как увидим позже, это имеет значение для выявления наиболее низких частот, на которых может работать фильтр на ПЗС. Рабочим режимом ПЗС является режим образования обедненной области.
Движение динамической неоднородности (зарядов)
. Из термина ПЗС следует, что в приборах этого типа имеется связь через заряды. Некоторое время эти приборы называли приборами с переносом заряда. Таким образом, в ПЗС должно осуществляться передвижение динамической неоднородности, т.е. перенос заряда.
Для реализации переноса заряда нужно расположить рядом друг с другом большое количество МДП-конденсаторов (рис. 1.10.3). Рассмотрим случай, когда на первый конденсатор под номером 1.1 подано отрицательное напряжение U1.1
, превышающее Uпор
, при котором начинает формироваться
115
обедненная область. Предположим, что конденсаторы идеальны, инверсный слой не образуется. Эта обедненная область, образовавшаяся на конденсаторе 1.1
, не содержит зарядов и никакой пользы для реализации линии задержки и фильтра принести не может. Предположим, что каким-то образом в эту область будет введен заряд (дырки), пропорциональный мгновенному значению фильтруемого или задерживаемого напряжения. Эти дырки, находясь в обедненной области, будут сохраняться какое-то время. Назовем такое состояние циклом I
.
Рисунок 1.10.3
Положим, что на соседний конденсатор (электрод) 2.1
подано напряжение большее, чем Uпор
, при этом образуется обедненная область, а с электрода 1.1
напряжение снимается. Если эти конденсаторы расположены близко друг к другу, то напряжение на электроде 2.1
притянет к себе дырки, находившиеся ранее в обедненной области под электродом 1.1
(цикл II
на рис. 1.10.3). Очевидно, что на изменение положения динамической неоднородности, т.е. на передвижение дырок, понадобится время тем большее, чем больше удалены друг от друга МДП-конденсаторы. В идеальном случае после снятия напряжения на электроде 1.1
все дырки без потерь перейдут под электрод 2.1.
Реально наблюдаются небольшие потери заряда.
Если теперь напряжение, превышающее пороговое, подать на электрод 3.1
и одновременно снять напряжение с электрода 2.1
, то дырки, находившиеся ранее под электродом 2.1
, не смогут вернуться под электрод 1.1
, так как напряжение на нем равно нулю, и вынуждены будут, испытывая притяжение от напряжения, приложенного к электроду 3.1
, перейти в обедненную область, сформированную под этим электродом (цикл III
на рис. 1.10.3). При этом предполагается, что на электроде 1.2
напряжение отсутствует и, следовательно, дальнейшее их продвижение невозможно. Таким образом, мы проследили три шага, которые проходят дырки в идеальном случае, без потерь.
Ранее отмечалось, что нужно иметь большое количество элементов памяти. Значит, требуется представить дальнейшее продвижение дырок. Для этого предположим, что на электроды 1.1
и 1.2
подано напряжение больше порогового, а напряжение на электроде 2.1
отсутствует. Тогда уменьшение напряжения на электроде 3.1
приведет к перемещению 116 дырок под электрод 1.2
, и дырки не смогут двигаться под электрод 2.1
, так как на нем нет напряжение. Очевидно, что в этот интервал времени под электрод 1.1
, где образуется обедненная область, можно ввести новые дырки уже в другом количестве, отображающем следующее значение фильтруемого напряжения (или задерживаемого).
После того, как введены новые дырки под электрод 1.1
и протекание первых дырок под электрод 1.2
, произошло, можно переходить к следующему такту, когда напряжение, превышающее пороговое значение, подается на электроды 2.1
и 2.2
, а с электродов 1.1
и 1.2
снимается. Тогда произойдет перетекание дырок под электроды 2.1
и 2.2.
Далее эти циклы могут продолжаться столько раз, сколько секций (групп) конденсаторов, включающих в себя три конденсатора, сформировано на полупроводниковой подложке. Обратим внимание на то, что заряды в конденсаторах, отдаленных друг от друга на два МДП-конденсатора, будут существовать и продвигаться самостоятельно.
Как видно, в рассмотренной структуре, состоящей из МДПконденсаторов, при подаче на них поочередно напряжений можно накопить большое количество отсчетов, отображенных в разных зарядах, находящихся под разными электродами. Время задержки будет определяться тактом, с которым происходит изменение напряжения, подаваемого на электроды, и количеством элементарных конденсаторов.
Как известно, увеличение задержки в электрической или электромеханической линии задержки требовало увеличения размеров или количества элементарных линий задержки. В данном же случае эта проблема решается в принципе по-другому. Если время возникновения инверсного слоя удается сделать большим, то можно увеличить задержку, не увеличивая габариты устройства, т.е. при очень малых габаритах, массе, стоимости, затратах мощности.
Отметим, что в настоящее время созданы структуры на ПЗС, содержащие тысячи МДП-конденсаторов. Изложенное выше пока не поясняет до конца смысл работы ПЗС, потому что показано только, как продвигаются динамические неоднородности в виде заряда. Очевидно, чтобы структура могла выполнять функция фильтра или линии задержки, необходимо выяснить, каким образом может быть создана динамическая неоднородность, отображающая информацию, т.е. значение сигнала в дискретные моменты времени и его смеси с помехами, и как может быть информация выявлена из динамической неоднородности.
Ввод в ПЗС динамических неоднородностей, отображающихинформацию.
Функционирование структуры ПЗС было рассмотрено выше, причем предполагалось, что введенный и затем продвигаемый по ПЗС заряд количественно отражает отсчеты фильтруемого или задерживаемого напряжения.
Рассмотрим вопрос о том, как вводится информация в фильтр на ПЗС,
117
т.е. как создается динамическая неоднородность в виде заряда, значение которого определяется входным напряжением. Ввод может быть осуществлен разными методами. Рассмотрим ввод, в котором используется область, сильно обогащенная носителями. Для этого в схему включают диод Д
, на который подаются значения входного напряжения в дискретные моменты времени. Кроме того, между диодом и основным электродом имеется дополнительный электрод, называемый затвором. Схема, поясняющая принцип действия ввода информации в ПЗС, дана на рис. 6.14.
Рисунок 1.10.4
На рис. 1.10.4 Д
— диод, под электродом которого расположена область, перенасыщенная носителями (в рассматриваемом примере дырками, так как основная подложка n
-типа). Эта область частично заходит под первый электрод — электрод затвора (З). Этот электрод расположен на слое окисла и образует МДП-конденсатор.
Рисунок 1.10.5
На рис. 1.10.5 показан принцип работы фильтра. Входное напряжение через интервал времени tвб
с длительностью ∆t
подается на входной диод. Если на диод поступает короткий импульс напряжении необходимой полярности, отображающий фильтруемый процесс или являющийся выборкой из фильтруемого процесса, то при этом диод откроется, и дырки начнут инжектироваться через p
-n
-переход. В том числе они будут проходить через ту часть p
-n
-перехода, которая находится под затвором. Напомним, что напряжение на первом электроде 1.1
по модулю больше, чем на затворе. Поэтому следует ожидать, что основная часть дырок пройдет мимо области под затвором и окажется под первым электродом. Значение этого заряда зависит от длительности импульса, т.е. времени, в течение
118
которого на диоде действует положительное напряжение, и от напряжения, подаваемого на диод. Поскольку длительность импульсов, подаваемых на затвор, одинакова, то заряд, инжектированный под затвор и под электрод 1.1
, будет пропорционален напряжению, поданному на него, т.е. значение заряда будет отображать напряжение, подаваемое на вход фильтра. Для обеспечения концентрации заряда в виде дырок необходимо, чтобы они не могли в этот интервал времени «подтекать» под другие электроды (конденсаторы), т.е. в этот интервал времени на электродах 2.1
и 3.1
должно быть нулевое напряжение.
Поскольку длительность импульса много меньше длительности такта, то в период времени, пока на затворе и электроде 1.1
действует отрицательное напряжение, подача положительного напряжения на диод и протекание тока через него, а также инжекция дырок из области под диодом прекращаются. Входной диод оказывается закрыт, а дырки, инжектированные за время действия напряжения на диоде, сосредотачиваются в потенциальной «яме» под электродом 1.1.
При этом следует иметь в виду, что напряжение с затвора снимается, и область р+
оказывается разъединенной с областью под электродом 1.1.
В следующий цикл напряжение с электрода 1.1
снимается и одновременно напряжение подается на электрод 2.1.
Заряды, скопившиеся под электродом 1.1
, не могут двигаться обратно к диоду, поскольку напряжение на затворе равно нулю. Они могут «переливаться» под электрод 2.1.
В следующий цикл напряжение на затворе, электродах 1.1
и 2.1
устанавливается равным нулю, поступает на электрод 3.1
и происходит продвижение заряда так, как это было описано выше.
Съем информации в линейке (структуре) ПЗС
. Как показано выше, в линейке (структуре) ПЗС может быть накоплено большое количество значений фильтруемого или задерживаемого напряжения, равное числу МДПконденсаторов в структуре, деленному на три. Эта накопленная совокупность значений в случае линии задержки должна последовательно выдаваться на выходе, т.е. информация должна сниматься с последней группы конденсаторов. Сложнее обстоит дело при фильтрации. При этом должен происходить съем данных со всех ячеек задержки, т.е. одновременно с nэ
/3
отводов (где пэ
— количество электродов). Напомним, что в зависимости от требуемых характеристик фильтров съем значений с разных отводов должен происходить с разным передаточным коэффициентом.
Рассматривая вопрос о съеме, необходимо получить на выводных электродах разные напряжения (отклики), отображающие динамическую неоднородность в виде заряда, и обеспечить дальнейшее продвижение динамической неоднородности. Известно несколько вариантов решения этой задачи.
Рассмотрим вариант с нагрузочным сопротивлением. Представим, что напряжения U1
, U2
, U3
подаются на группы конденсаторов в соответствии со схемой рис. 1.10.6,а.
На электроды 1.1
, 1.2
, 1.3
поступает 119 напряжение U1
на 2.1, 2.2, 2.3
— U2
; на электроды 3.1
, 3.2
, 3.3
- U3
и т.д. Расположение по времени этих напряжений показано на рис. 6.16,б
.
Рисунок 1.10.6
Вначале отвлечемся от резисторов R2.1
, R2.2
, R2.3
. Тогда каждый раз, когда заряд, несущий информацию, под влиянием соответствующего напряжения U1
, U2
или U3
проходит под соответствующий электрод, его появление вызывает заряд на МДП-конденсаторе. Появление заряда требует, чтобы по цепи, по которой подается напряжение, протекал импульс тока. Перемещаясь последовательно, данный заряд, соответствующий какому-то входному напряжению, будет, не расходуясь вызывать последовательно импульс тока в цепях, по которым поступают напряжения U1
, U2
, U3
и т.д. Очевидно, если нет резисторов, информация о заряде во внешнюю цепь не передается.
Учтем теперь наличие резисторов R2.1
, R2.2
, R2.3
. При этом соответствующие заряды, подходя под средние электроды секции, 2.1
, 2.2
, 2.3
, будут вызывать импульсы тока, пропорциональные значению заряда. Благодаря наличию сопротивлений эти импульсы тока превратится в импульсы напряжений. Таким образом, на выходе каждого среднего конденсатора 2.1
, 2.2
, 2.3
будет фиксироваться импульс напряжения, пропорциональный заряду.
Если, как это сделано на схеме рис. 6.16, соединить между собой
120 все электроды 2.1
, 2.2
, 2.3
, то с общей шины будет сниматься импульс напряжения, равный сумме импульсов. При этом производится съем отсчетов в фильтре с одним знаком. Как было показано выше, такой фильтр будет фильтром низких частот с «прямоугольным окном». Эти фильтры применяют редко и изложение проведено для объяснения сущности формирования отклика на выходе фильтра. Если ПЗС-структура используется как линия задержки, то достаточно включить сопротивление в последней секции.
Рисунок 1.10.7
Реально с разных точек фильтра требуется съем с разными коэффициентами передачи, которые могут от одного отвода к другому меняться по разным законам. Для обеспечения этого нужно существенно усложнить подключение структуры ПЗС к схеме и изменить конструкцию напыляемых металлических электродов. Для пояснения принципа формирования выходного напряжения обратимся к рис. 1.10.7.
На нем изображена такая же структура, как и на рис. 1.10.6, только показано не сечение подложки и электродов, а вид сверху, причем те электроды, с использованием которых формируется выходное напряжение, разрезаны на две части. Длины верхних частей обозначены l2.1в
, l2.2в
, l2.3в
, а длины нижних — l2.1н
; l2.2н
; l2.3н
. Для удобства пояснения принципа действия взят пример, когда разрез находится в разных местах электродов. Каждая из половинок разрезанных электродов (полуэлектродов) образует самостоятельный МДП-конденсатор.
121
Рассмотрим отдельно функционирование верхней половины МДПструктуры. Разрезанный электрод 1
имеет практически полный размер (l2.1в
в данном примере имеет максимальное значение). Когда под этот электрод подходит заряд, импульс тока, а следовательно импульс напряжения, будет примерно таким же, как у неразрезанного электрода. У разрезанного электрода 2
емкость будет в 2 раза меньше, так как разрез расположен в середине, и импульс тока и напряжения при том же заряде будет в 2 раза меньше. Наконец, на разрезанном электроде 3
импульс тока и напряжения будет очень маленьким, практически равным нулю, так как длина l2.3в
, взятая для примера, очень мала. Следовательно, импульсы напряжения, снимаемые с верхних полуэлектродов, будут зависеть не только от приходящего заряда, но и от положения разреза.
Аналогично будет у нижних полуэлектродов.
Таким образом, можно, используя верхние или нижние полуэлектроды, сформировать дискретный фильтр с любым законом изменения коэффициента передачи по длине структуры, т.е. создать фильтр низкой частоты с разными характеристиками или «окнами». Напомним, что для формирования полосового фильтра необходимо, чтобы коэффициенты передачи имели разные знаки. Следовательно, для полосового фильтра недостаточно использовать верхние или нижние полуэлектроды, а необходимо осуществлять такие их соединения, чтобы получить возможность варьировать и коэффициентом передачи, и его знаком. Для этого достаточно выходные шины верхних и нижних полуэлектродов подсоединить к дифференциальному усилителю, с выхода которого снимается напряжение, равное разности напряжений:
Uвых
=Uвых1
– Uвых2
.
Тогда для рассматриваемого примера с разрезанного электрода 1
на выход будет подаваться положительное напряжение, с 3
— отрицательное, а с 2
— напряжение будет равно нулю. Расположение разрезов на рис. 1.10.7 взято с максимально положительным, максимально отрицательным и нулевым коэффициентами передачи.
Определив при расчете фильтра требуемые коэффициенты передачи с разных отводов для формирования различных частотных характеристик, можно перейти к проектированию ПЗС-структуры, установив положение разреза в каждом из электродов. Таким образом, можно, используя динамические неоднородности и их перемещение, реализовывать фильтры на ПЗС-структуре с достаточно большим количеством МДПконденсаторов, отличающихся высокой стабильностью характеристик в широком диапазоне частот, с разными формами частотных характеристик и разной полосой пропускания.
Большое значение при реализации фильтров на ПЗС имеет возможность
122
применения высокоэффективной технологии микроэлектроники. В этом отношении перед фильтрами и линиями задержки на ПЗС открыты широкие возможности. Действительно, вся структура фильтра может быть сформирована на полупроводниковой подложке методами микроэлектронной технологии. Все электроды могут быть созданы напылением проводникового слоя на окисел. Все сопротивления, а также все соединительные проводники могут быть созданы методами напыления на подложку, и сложнейшая ПЗС-структура, имеющая, например, 1000 элементов, будет подключаться к остальной схеме всего пятью выводами.
Больше того имеются сообщения о том, что на единой подложке формируются также дифференциальный усилитель и тактовый генератор, создающий напряжения U1
, U2
, U3
.
Площадь такой структура на 1000 элементов примерно 100 мм2
, масса — несколько десятков грамм, потребление энергии — десятки милливатт и стоимость (в перспективе) 10 руб. Отсюда ясно, какие богатые возможности дает использование ПЗС вместо устаревших LC-фильтров, электромеханических фильтров и т.д.
Примеры фильтров на ПЗС
. Рассмотрим два наиболее характерных примера: фильтр низкой частоты на 63 элементах ПЗС и фильтр для сложного фазоманипулированного сигнала на 13 элементах. На рис. 1.10.8 показано схематичное изображение 63-элементного фильтра низкой частоты, построенного по принципу разрезных электродов. На рис. 1.10.9 показана область А
разрезанных электродов в крупном плане.
Если применяется трехтактный принцип продвижения зарядов, то такой фильтр должен иметь 63Х3 МДП-конденсаторов, а также электрод ввода информации. Точки разреза электродов отчетливо видны на рис. 1.10.9. Как видно, форма «окна» в этом фильтре значительно сложнее «прямоугольного окна» или «окна Хемминга». Благодаря этому фильтр имеет широкую частотную характеристику с плоской частью в области пропускаемых частот и крутым срезом.
Рисунок 1.10.8 Рисунок 1.10.9
Частотная характеристика такого фильтра приведена на рис. 1.1010. При тактовой частоте 32 кГц фильтр обладает полосой пропускания от 0 до 3,2 кГц. Как и следовало ожидать, за счет
123
дискретного принципа действия фильтр в области задержания имеет неравномерную частотную характеристику с ослаблением от 40 до 60дБ. Импульсная характеристика, т.е. реакция по времени фильтра на короткий импульс по виду аналогична размещению разрезов в электродах по длине фильтра. Это совпадение физически понятно. Если подать на вход такого фильтра короткий импульс, то он поочередно, проходя под электродами, будет давать отклик, отображающий положение разреза. Требуемая форма частотной характеристики получается в результате того, что напряжение снимается и суммируется со всех 63 элементов. Площадь подложки такого фильтра составляет менее 100 мм2
и масса несколько граммов. Если создавать такой фильтр на старых принципах, то потребовалась бы цепочка из RС
-элементов, состоящая из многих ячеек. Габариты и масса такого фильтра будут намного больше — масса в 200 раз, а габариты в 1000 раз.
Рисунок 1.10.10 Рисунок 1.10.11
Дополнительные элементы, требуемые для фильтра на ПЗС: входные каскады, обеспечивающие выборку и подачу необходимого напряжения на электрод, тактовый генератор и дифференциальный усилитель на выходе — могут быть реализованы на типовых микросхемах средней степени интеграции. В фильтре, использующем старые принципы, также требуются входные и выходные каскады.
Особо большие возможности дает использование ПЗС при фильтрации сложных сигналов. В литературе, например, описан фильтр для 13элементного фазоманипулированного сложного дискретного сигнала, сформированного по коду Баркера. Представление кода такого сигнала показано на рис. 1.10.11.
Сигнал имеет практически равномерный амплитудно-частотный и сложный фазочастотный спектры. Следовательно, согласованный фильтр должен иметь простую амплитудно-частотную характеристику и сложную фазочастотную. Раньше согласованный фильтр для такого сигнала формировался из 13 элементов линии задержки. Если длительность сигнала, а следовательно, время задержки в элементах были
124
значительными, например, если сигнал имел длительность 1000 мкс, то требовалась очень дорогая, с большой массой линия задержки. Реализация такого фильтра на ПЗС отличается простотой, малыми габаритами и массой. Действительно, фильтр может содержать всего 13 элементов, т.е. 13X3 МДП-конденсаторов.
Рисунок 1.10.12
Импульсная характеристика согласованного фильтра ηф
(t)
будет обратна форме сигнала и дана на рис. 1.10.12. Как видно, съем напряжений с отводов (электродов) фильтров должен происходить с коэффициентами положительными или отрицательными, равными единице, т.е. менять положение зазора не нужно, отводы могут быть не разрезаны в отличие от предыдущего случая. Следовательно, при проектировании фильтра все электроды выполняются целыми, а отводы от них, соединяемые с плюсовой или минусовой шиной, которые подаются на выходной дифференциальный усилитель, должны присоединяться в соответствии с импульсной функцией. В результате получается согласованный фильтр, имеющий требуемые амплитудно-частотную и фазочастотную характеристики, обеспечивающий сжатие сигнала в соответствии с его корреляционной функцией.
Недостатки фильтров на ПЗС
. Основным недостатком устройств фильтрации на ПЗС является ограничение следующих параметров: числа последовательных элементов задержки вследствие неполного переноса заряда; максимального времени задержки, т.е. минимальной частоты, связанной с тепловым генерированием свободных носителей заряда; максимальной тактовой частоты из-за конечного времени переноса заряда между электродами; точности реализации частотной характеристики фильтра за счет технологических погрешностей.
Рассмотрим подробнее эти ограничения. При каждой передаче заряда происходит частичная его потеря. Каждый раз, когда заряд передается с (N—1
)-го электрода на N
-й, часть заряда ε
остается не переданной. Тогда значение заряда под N
-м электродом относительно заряда под первым электродом составит
125
(1– ε)N
= e-Nε
.
Для того чтобы потери заряда при переносе или, другими словами, неэффективность переноса оказывались малыми, необходимо обеспечить Nε
<0,1. Следовательно, если мы хотим иметь ПЗС с 1000 элементами задержки, то неэффективность переноса должна составить меньше 10-4
.
Очевидно, что неэффективность переноса приведет к некоторым искажениям частотной характеристики, тем большим, чем больше произведение Nε
. Реально неэффективность переноса составляет 10-3
... 10-5
, т. е. создание фильтра на 100 ... 1000 элементов задержки с частотными характеристиками, достаточно близкими к теоретическим, вполне осуществимо.
Время, в течение которого неосновные носители вследствие тепловых эффектов составят заметную долю передаваемого заряда, определяется в основном технологией и составляет для обычного ПЗС порядка 10-1
. . . 10-2
с. Следовательно, низшая частота, на которой может работать фильтр на ПЗС, составит 10 . . . 100 Гц. Следует ожидать, что по мере совершенствования технологии и повышения чистоты материалов низшие частоты могут быть доведены до единиц герц.
Время, необходимое для переноса заряда, определяется шириной электродов и промежутка между ними, амплитудой тактовых импульсов и подвижностью носителей заряда. Очевидно, что размеры определяются технологией. При повышении тактовой частоты, т.е. при работе фильтра на более высоких частотах, резко увеличивается неэффективность переноса. В настоящее время технология достигла такого совершенства, что можно использовать ПЗС на частотах порядка 20 МГц.
Фильтр на ПЗС создает шум. Его необходимо учитывать, если ПЗС применяется для сигналов с малым уровнем, т.е. во входных устройствах приемников. Шум в основном определяется неодинаковостью теплового тока в разных элементах; уровень шума может составлять от нескольких до сотен микровольт. Поэтому применение фильтров на ПЗС во входных каскадах не рекомендуется.
Форму частотной характеристики фильтра на ПЗС не удается сделать точно соответствующей расчетной, так как коэффициент съема информации не может быть выдержан с высокой точностью. Ширина напыленных электродов, особенно если они узкие, положение зазора, разделяющего электроды, имеют технологические отклонения. Точность, с которой реально удается реализовать коэффициенты, составляет, примерно, 10-2
… 10-3
. При этом очень важно то, что при увеличении числа МДПконденсаторов влияние неидеальности отводов и весовых коэффициентов уменьшается в соответствии с корнем квадратным из их общего числа. Это происходит из-за усреднения отклонений.
126
1.11 ЭЛЕМЕНТЫ УСТРОЙСТВ ПАМЯТИ В РЭС.
ЭЛЕМЕНТЫ ПАМЯТИ НА МАГНИТНЫХ НОСИТЕЛЯХ
Предназначены для хранения цифровой информации. Элемент памяти должен обладать двумя свойствами: иметь два устойчивых состояния и позволять записывать и считывать информацию. В элементах памяти используются следующие физические принципы:
1. Намагничивание (в ЗУ на ферритовых сердечниках, лентах, магнитных дисках, магнитных барабанах, ЦМД и др.).
2. Хранение электрического заряда на емкости (ПЗС ЗУ, ДОЗУ).
3. Схемотехнические решения (триггеры, полупроводниковые статические ЗУ).
4. Поляризация (у сегнетоэлектриков).
5. Механическое изменение носителя информации (перфоленты, перфокарты и различные типы программируемых ЗУ).
6. Временная задержка (в магнитострикционных ЛЗ, электромагнитных ЛЗ). Наибольшее распространение получили 1-ый, 2-ой и 3-ий эффекты.
КЛАССИФИКАЦИЯ ЗУ
По функциональному назначению ЗУ делятся на:
1) Внутренняя память; 2) внешняя память; 3) буферная; 4) оперативная; 5) сверхоперативная; 6) экранная; 7) видеопамять; 8) память данных и др. Общая схема ЗУ имеет вид:
ША
ВР Шд ⁄ вых
ША[n]
– шина адреса; Шд
– шина данных; ВР – выбор режима; В зависимости от метода доступа ЗУ делятся на:
1. ЗУ с прямым поступом (ЗУ с произвольной выборкой). В них каждая ячейка имеет свой адрес и по нему осуществляется доступ к ячейке. Примеры: ЗУ на ферритовых сердечниках, полупроводниковые ЗУ – статические и динамические.
2. ЗУ с блочно-прямым доступом. В них выборка блока осуществляется непосредственно, а выборка ячейки – путем последовательного сдвига или опроса всех ячеек. (ПЗС ЗУ с блочно-петлевой организацией, ЗУ на магнитных дисках).
3. ЗУ с последовательным доступом (ЗУ на магнитной ленте, серпантинно-петлевые ЗУ).
В зависимости от особенностей хранения, записи и считывания ЗУ делятся:
127
1. Постоянные (ПЗУ), служащие для хранения констант и программ. Основными требованиями к ПЗУ являются неразрушающее считывание, высокая надежность и энергонезависимость хранения информации.
б) Перепрограммируемые (однократно) – ППЗУ, как правила путем пережигания перемычек током высокой плотности на кристаллах с некоторой избыточностью элементов;
в) ПЗУ, программируемые при изготовлении (конструктивно).
В ППЗУ и РПЗУ время записи значительно превышает время считывания информации.
2. Логические ЗУ (ЛЗУ) кроме хранения информации могут выполнять некоторые логические функции, что позволяет частично разгрузить процессор.
3. Оперативные ЗУ (ОЗУ) предназначены для хранения переменной информации и имеют одинаковое время записи и считывания.
ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЗУ
1. Информационная емкость (объем памяти), выражаемая максимальным количеством хранимой информации в битах или байтах;
2. Быстродействие, характеризуемое временем, прошедшим от момента обращения к ЗУ до появления требуемой информации на выходе, или количеством информации, воспроизводимой в единицу времени (Мбит/с). Еще употребляют термины: время выборки, время доступа.
3. Энергопотребление ЗУ, определяемое электрической мощностью потребляемой от источников питания на единицу информационной емкости
(Вт/бит).
4. Удельная стоимость, т.е. стоимость хранения одного бита.
5. Плотность упаковки (количество информации в битах/см3
).
6. Энергозависимость.
Элементы памяти на магнитных носителях
Элементы памяти на ферритовых сердечниках являются представителем устройств памяти с прямым доступом. Они появились в 1950-х годах.
Петля гистерезиса и схема записи информации показаны на рис.
Iвх
Вх
Для считывания информации, находящейся в сердечнике, во входную обмотку подается импульс. Если сердечник был в состоянии "1", то на выходной обмотке появляется э.д.с. большой амплитуды, если "0" – то на выходе имеется небольшая э.д.с. помехи.
В ЗУ имеются адресные шины X и Y. Выборка нужной ячейки основана на совпадении токов в горизонтальных и вертикальных шинах. На эти шины
128
подаются импульсы тока Iр
=Im
/2
. В остальных сердечниках появляется магнитное поле меньшее, чем Нс
и их состояние не изменяется.
Магнитные носители на тонких пленках отличаются малыми габаритами и энергопотреблением. Различают несколько случаев намагниченности тонких пленок:
1) h<hкр1 2) h≥ hкр1 3) hкр1<h< hкр2
h
Вся плѐнка – один домен вдоль оси легкого намагничивания
Монодоменная
структура с
перпендикулярной
ОЛН
Микрополосковая структура
намагничивания незамкнутого типа, представляющая наибольший интерес для практики
По сравнению с запоминающими элементами на ферритовых сердечниках ЗУ на магнитных пленках позволяют миниатюризировать устройства и уменьшить энергетические затраты на управление ими, а также повысить технологичность.
Матрица памяти на очень тонких плѐнках с плоскими магнитными доменами.
Обеспечивает плотность информации 103
…104
Бит/см2
и емкость 109
бит.
Схема построения матрицы памяти на очень тонких магнитных плѐнках представлена на Рисунке 1.11.1.
Материалом пленок чаще всего служит пермаллой – сплав Fе с Ni. Они имеют толщину 310 мкм и наносятся вакуумными методами на стеклянную подложку с предварительно осажденной пленкой Сu. В запоминающих элементах имеется также управляющая матрица, которая представляет собой совокупность пленочных проводников шириной 350 мкм, расположенных перпендикулярно друг другу с двух сторон полиамидной пленки. Таким образом формируются числовые и сигнально-разрядные шины. Магнитная пленка имеет анизотропию, а при подаче на шины импульсов тока при их совпадении на перекрестке шин появляется доменная область с противоположно направленной намагниченностью, вдоль ОЛН.
Однако в ЗУ на плоских магнитных пленках информация при считывании, как правило, теряется.
129
1 2 3 4
Рисунок 1.11.1. Плетѐная матрица запоминающих устройств на цилиндрических магнитных плѐнках
1 – плѐнка Fe-Ni;
2 – подложка;
3 – подслой меди;
4 – диэлектрическая плѐнка;1
5 – сигнально-распределительные шины;
6 – числовые шины;
7 – полиамидная плѐнка;
В ЗУ на цилиндрических магнитных пленках этот недостаток устраняется, правда, ценой технологичности. ЗУ такого типа содержат систему микропроводов с покрытием магнитной пленкой, которые объединены в разрядные шины и переплетены проволочными числовыми шинами. Когда по числовой шине пропускается импульс тока, магнитная пленка намагничивается в сторону оси трудного намагничивания (ОТН). Информация при считывании в этом случае не теряется. В основном на этом принципе работают ОЗУ.
взаимодействия 212
импульсов считывания (без записи информации), мВ
≥ 3
131
1.12 ЭЛЕМЕНТЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ЗАПОМИНАЮЩИХ
УСТРОЙСТВ
Основные виды ЗУ
. Выше были рассмотрены ЗУ на магнитных носителях.. Однако прежде чем рекомендовать эти элементы для применения в ЗУ аппаратуры, следует остановиться на полупроводниковых ЗУ. Следует подчеркнуть, что в РЭА и ЭВМ требования к ЗУ существенно различаются. Остановимся только на ЗУ для РЭА, где они применяются в основном coвместно с микропроцессорами для создания микропроцессорных устройств. Чаще всего применяются полупроводниковые ОЗУ, ПЗУ и ППЗУ.
Вывод цифры
Вывод цифры
Рисунок 1.12.1
Широкое применение в РЭА получили полупроводниковые элементы ЗУ на биполярных и МДП-транзисторах из-за их высокой надежности, малых габаритов и массы, простоты реализации, произвольного считывания. Физический смысл их функционирования основан на статических неоднородностях в полупроводнике (р-п
переходы). Биполярные и МДПтранзисторы в ЗУ используются как коммутаторы и в составе триггеров.
Остановимся на использовании МДП-транзисторов. Для выяснения возможностей ЗУ на их основе остановимся только на особенностях и принципе действия ЗУ, что позволит выявить их основные свойства и сравнить с рассмотренными ранее элементами ЗУ, а также выработать рекомендации по применению их в РЭА.
132
Полупроводниковые элементы ПЗУ
. Наиболее широкое применение из-за высокой плотности записи имеют элементы ПЗУ на МДП-транзисторах. Схема действия простейшего элемента ЗУ на МДП-транзисторах показана на рис. 12.1, где С
– провод строки, по которому поступает сигнал запроса для считывания того, что записано в соответствующих элементах ЗУ или элементах памяти (ЭП); З
– провод заземления; К
– провод колонки считывания. На рис. 12.1 в левом ЭП записан «0» и МДП-транзистор включен выводами сток-исток между проводами С
и З
. В правом ЭП транзистор отключен, следовательно, записана «1». Количество строк (на рисунке они не показаны) соответствует количеству 2-разрядных чисел. Когда по проводу строки на затвор МДП-транзистора подается достаточное напряжение в МДП-транзисторе, как было рассмотрено в гл. 3, резко уменьшается сопротивление, напряжение источника питания Uп
падает в основном на сопротивлении R
, на выходе по проводу К
подается «О». В правом ЭП, где транзистор не включен между проводами К
и З
, подача напряжения по проводу С
на затвор не изменяет режима колонки, напряжение питания проходит на выход, символизируя, что в этом элементе записана «1».
Обычно БИС-памяти изготавливают с транзисторами во вcex точках, где могут быть размещены ЭП, а включение или исключение транзисторов осуществляется на выходных технологических операциях по заказу пользователя. Большое распространение получили БИС-памяти, у которых во всех пересечениях включены транзисторы, но тонкий соединительный провод в специальных устройствах для программирования пережигается в тех точках, где нужно записать «1»,
Большое значение имеет организация БИС-памяти. Обычно БИС-памяти ПЗУ изготавливаются на большую емкость, не менее чем тысячи битов; в них записываются многоразрядные числа, например, двух, четырех, восьми и более разрядов. Для таких БИС-памяти большое значение имеет решение задачи отыскания строк и колонок, или адреса, по которому записывается, а затем считывается записанная в ЗУ информация. Код адреса поступает от устройства управления выдачей из ЗУ записанной информации. Типичная организация БИС-памяти представлена на рис. 12.2. Для примера взят случай, когда емкость памяти равна 1024 бит, организация 256X4 (4 – количество разрядов в слове, 256 – количество 4-разрядных слов). На подложке формируется 1024 элемента памяти. На рис. 12.2: РГА
– регистр адреса, куда поступает код адреса ячейки, из которой должно быть считано 4-разрядное число; ДШ
– дешифратор строк, в котором по коду адреса вырабатывается напряжение, поступающее по определенной строке на затворы МДП-транзисторов, включенных (или исключенных) в соответствующих точках пересечений колонок и строк; М1–М4
– мультиплексоры, подающие напряжение на выход только с определенных колонок. Мультиплексор – это управляемый электронный коммутатор, обеспечивающий выдачу на один выход одного из напряжений, поступающих на несколько входов в зависимости от кода числа, поданного по цепи управления.
133
п
Рисунок 1.12..2
Следовательно, имеется 256 4-разрядных слов, которые должны быть заранее записаны в накопитель и извлекаться в соответствии с кодом адреса. В данном случае код адреса может содержать восемь символов. Кроме 1024 элементов ЗУ (ЭП) в БИС должны быть сформированы регистр адреса, дешифратор строк и четыре мультиплексора для выбора колонки.
Рассмотрим, как работает такая БИС-памяти. В РГА
записывается код адреса (пять символов этого адреса подаются на дешифратор строк и три на мультиплексоры). На все колонки через сопротивление R
вдается напряжение источника питания Uп
.
На рис. 12.2 показан код адреса 01011010. Это означает, что дешифратор строк выберет 11-ую строку (с учетом того, что есть нулевая строка), а в мультиплексорах будет выделяться каждая вторая колонка (с учетом того, что есть нулевая колонка). Пересечения этих строк и колонок показаны символами ЭП, в качестве которых используются включенные (или не включенные) транзисторы. Предположим, что в этих ЭП было записано число 0110. Тогда на выходах мультиплексоров вырабатывается число 0110.
Для лучшего уяснения функционирования элементов полупроводниковой ПЗУ на рис 12.3 представлена более подробная схема, в которой показаны ЭП (МДП-транзисторы) и их включение на пересечении строк и колонок. На ней изображены только строки 0, 1, 11, 29, 30, 31, 32 колонки 0, 1, 2. Для того чтобы избежать перегрузки рисунка, строки и колонки даны только для двух разрядов (первого и второго) из четырех, имеющихся на рис. 12.2.
134
Символ
Рисунок 1.12.3
Для 11-й строки показано включение элементов памяти – MДП-транзисторов. Поскольку в нулевой и второй колонках 1-го разряда и первой колонке 2-го разряда транзисторы подключены между проводами колонок и земли, то в этих ЭП записаны «0». В первой колонке 1-го разряда, а также нулевой и второй колонках 2-го разряда перемычки выжжены. Транзисторы не включены и записаны «1». Мультиплексоры M1
и М2
(1-го и 2-го разряда) из 8 символов, поступающих с колонок, выберут в соответствии с кодом адреса (кодом колонки) и пропустят на выход сигналы второй колонки, где записаны «0» в первом разделе и «1» во втором.
135
Важным преимуществом полупроводниковых ПЗУ является то, что заложенная в них информация сохраняется сколь угодно долго, независимо от подачи питания, а также то, что ЭП и все остальные части БИС изготавливаются по единой технологии. Обычно накопитель занимает около 70% поверхности кристалла, а остальную поверхность занимают РГА
, ДШ
, M1– М4
. Поскольку плотность МДП-транзисторов может быть очень высокой, БИСпамяти на МДП-транзисторах оказывается компактной, дешевой и уступает БИС-памяти на биполярных транзисторах только по быстродействию, при значительном выигрыше в объеме памяти.
Рисунок 1.12.4
Элементы полупроводниковых ОЗУ на МДП-транзисторах
. В качестве элементов ЗУ такого типа используются МДП-транзисторы, но их функционирование в ОЗУ должно быть в принципе другим, в сравнении с ПЗУ, так как необходимо иметь возможность не только извлекать (считывать) информацию, записанную заранее в накопителе, но и быстро оперативно менять ее, записывая новую. Основой элемента памяти ОЗУ является триггерная структура на МДП-транзисторах n-
и р-
типа.
На рис. 12.4 показана триггерная структура, образованная двумя парами транзисторов, включенными по схеме инверторов. Если подать на такой триггер напряжение питания то он будет устойчиво находиться в одном из двух
положений: первое, когда в точке А
высокий потенциал, а в точке A
низкий, второе – наоборот. Задача записи состоит в том, чтобы подачей импульсов напряжения поставить триггер в заданное устойчивое состояние. Рассмотрим принцип действия такого элемента.
Будем считать, что если в точке А
высокий потенциал, то в ЭП записана «1», а если низкий потенциал, то «0». Задача считывания состоит в том, чтобы
выявить, какой потенциал присутствует в точках А
и A
. Если осуществляется запись, то независимо от того, что было записано в триггере, подачей
соответствующих напряжений в точки А
и A
триггер должен быть приведен в
136
требуемое состояние в зависимости от того, что записывается «1» или «0». Необходимо рассмотреть метод подачи соответствующего напряжения при
записи в точки А
или A
и выявления того, какой потенциал в них записан при считывании. Для этого удобнее начать с общей схемы ОЗУ.
Усилитель Линии записи Усилитель
Рис.1.12.5
Предположим, что ОЗУ имеет емкость 256 бит и организацию 256X1 (в одной БИС один разряд). При необходимости записи в ОЗУ многоразрядного числа следует использовать соответствующее количество БИС. На рис. 12.5 показан накопитель информации, состоящий из элементов памяти (ЭП), представляющих собой триггерные структуры с элементами коммутации, с помощью которых производится считывание и запись информации. На рис. 12.5
точки А
и A
не показаны; они, а также коммутаторы находятся внутри ЭП (рис.
7.27). На рис. 12.5 показаны ЭП нулевой, первой и 15-й колонок для нулевой,
137
первой и 15-й строк. Управление накопителем осуществляется путем подачи напряжения от регистра адреса через дешифраторы в провода строк и колонок. В данном случае регистр адреса должен содержать восемь разрядов, куда записываются восемь символов кода адреса: четыре символа строк и четыре символа колонок, так как 256=28
. С четырех разрядов регистра адреса сигналы поступают на дешифратор строк, который имеет выходы от нулевой до 15-й строки, с остальных четырех разрядов регистра – на дешифратор колонок, который также имеет выходы от нулевой до 15-й колонки. Управление записью и считыванием осуществляется с помощью подключения элементов ЗУ, в которых содержатся не показанные на рис. 12.5 элементы коммутации.
Предположим, что код адреса 00011111. Это означает, что код строк имеет вид 0001, т. е. дешифратор строк выберет первую строку; код колонок имеет вид 1111, т. е. дешифратор колонок выберет 15-ую колонку. Следовательно, при таком адресе будет избран ЭП, обведенный штриховой линией на рис. 12.5. Теперь можно или считывать то, что записано в этом элементе, или записывать в него.
Рисунок 1.12.6
Для этого необходимо при записи подать сочетание напряжений на точки Р
и P
элемента памяти, соответствующего адресу. Эти точки должны быть
коммутаторами связаны в ЭП с точками А
и A
на триггере. Для считывания необходимо выявить сочетание напряжений в точках А
и A
, хранящихся в триггере. Для осуществления этой коммутации выходы Р
и P
всех ЭП присоединяются к линии записи – считывания, на выходе которой включается усилитель считывания, когда ведется считывание, и усилитель записи, когда ведется запись. Необходимо обеспечить, чтобы у избранного согласно адресу
ЭП на выход Р
было бы подано напряжение с точки А
триггера, а на выход P
подано напряжение сигнала с точки A
. При записи усилитель записи
138
открывается и из внешней цепи поступает сигнал «1» или «0», который должен быть записан. При этом все ЭП, кроме одного, который выбран в соответствии с кодом адреса, под действием имеющимся в них коммутаторов должны быть отключены. При считывании подача сигнала через усилитель записи запрещается и линии записи – считывания действует совместно с усилителем считывания.
После того, как выявлена общая система взаимодействия адресации записи и считывания в ОЗУ, необходимо рассмотреть вопрос о том, как в избранном
согласно адресу ЭГ соединяются точки Р
с A
и P
с A
. Выполнение этой
операции поясняет рис. 12.6, из которого видно, что точки А
с Р
и A
, P
, соединяются через последовательно включенные два МДП-транзистора. На затворы подаются напряжения от дешифраторов колонок и строк. При подаче напряжения на затвор транзистор переходит в состояние проводимости между стоком и истоком. Одновременно два последовательно соединенных транзистора открываются только в ЭП, избранном по коду адреса, и только в
этом ЭП потенциалы точек А
и Р,
а также A
и P
, будут выравниваться. Во всех других ЭП открывается один из транзисторов. Следовательно, все другие ЭП остаются отключенными и для считывания, и для записи. Поскольку триггер может находиться в одном из двух устойчивых состояний и переходить из одного состояния в другое под воздействием подаваемых извне сигналов, то такое ЗУ относится к разряду статических. Положительным для ЗУ такого типа является то, что как накопитель содержащий триггеры, так и остальные части БИС-памяти выполняются в едином технологическом процессе. Поскольку МДП-структуры обладают высокой плотностью размещения, на кристалле ограниченных размеров может быть создано ЗУ на большое число битов. Однако сам ЭП в этом случае более сложен, чем в ПЗУ. Он содержит восемь транзисторов разного типа (n
и р
) вместо двух в ПЗУ. Поэтому плотность записи в ОЗУ существенно меньше, чем в ПЗУ, и при ограниченных размерах кристалла объем памяти ОЗУ меньше, чем ПЗУ. Кроме того, записанная информация при отключении питания будет теряться. Поэтому БИС-памяти ОЗУ и ПЗУ применяются для разных целей, в том числе и в микропроцессорных устройствах. В полупроводниковых ПЗУ записываются программы и константы, используемые при вычислении в МПУ, а ОЗУ применяются в качестве оперативной памяти для записи промежуточных результатов вычислений, для взаимодействия с внешними устройствами и других аналогичных целей.
Следует отметить, что полупроводниковые ОЗУ обладают высокими показателями объема памяти, габаритов, потребляемой мощности, стоимости, и поэтому широко применяются в РЭА.
139
1.13 ОПТОЭЛЕКТРОНИКА. КОММУТАЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА
Оптоэлектроника является важной самостоятельной областью функциональной электроники и микроэлектроники. Оптоэлектронный прибор — это устройство, в котором при обработке информации происходит преобразование электрических сигналов в оптические и обратно.
Существенная особенность оптоэлектронных устройств состоит в том, что элементы в них оптически связаны, а электрически изолированы друг от друга.
Благодаря этому легко обеспечивается согласование высоковольтных и низковольтных, а также высокочастотных и низкочастотных цепей. Кроме того, оптоэлектронным устройствам присущи и другие достоинства: возможность пространственной модуляции световых пучков, что в сочетании с изменениями во времени дает три степени свободы (в чисто электронных цепях две); возможность значительного ветвления и пересечения световых пучков в отсутствие гальванической связи между каналами; большая функциональная нагрузка световых пучков ввиду возможности изменения многих их параметров (амплитуды, направления, частоты, фазы, поляризации).
Оптоэлектроника охватывает два основных независимых направления — оптическое и электронно-оптическое. Оптическое направление базируется на эффектах взаимодействия твердого тела с электромагнитным излучением. Оно опирается на голографию, фотохимию, электрооптику и другие явления. Оптическое направление иногда называют лазерным.
Электронно-оптическое направление использует принцип фотоэлектрического преобразования, реализуемого в твердом теле посредством внутреннего фотоэффекта, с одной стороны, и электролюминесценцией, с другой. В основе этого направления лежит замена гальванических и магнитных связей в традиционных электронных цепях оптическими. Это позволяет повысить плотность информации в канале связи, его быстродействие, помехозащищенность.
Для микроэлектроники представляет интерес в основном электроннооптическое направление, которое позволяет решить одну из важных проблем интегральной микроэлектроники — существенное уменьшение паразитных связей между элементами как внутри одной интегральной микросхемы, так и между микросхемами. На оптоэлектронном принципе могут быть созданы безвакуумные аналоги электронных устройств и систем: дискретные и аналоговые преобразователи электрических сигналов (усилители, генераторы, ключевые элементы, элементы памяти, логические схемы, линии задержки и др.); преобразователи оптических сигналов — твердотельные аналоги электронно-оптических преобразователей, видиконов, электронно-лучевых преобразователей (усилители света и изображения, плоские передающие и воспроизводящие экраны); устройства отображения информации (индикаторные экраны, цифровые табло и другие устройства картинной логики).
Основным элементом оптоэлектроники является оптрон.
Различают оптроны с внутренней (рис. 1.13.1, а)
и внешними (рис. 1.13.1, б
) фотонными
140
связями. Простейший оптрон представляет собой четырехполюсник (рис. 1.13.1, а),
состоящий из трех элементов: фотоизлучателя 1
, световода 2
и приемника света 3,
заключенных в герметичном светонепроницаемом корпусе. При подаче на вход электрического сигнала в виде импульса или перепада входного тока возбуждается фотоизлучатель. Световой поток по световоду попадает в фотоприемник, на выходе которого образуется электрический импульс или перепад выходного тока. Этот тип оптрона является усилителем электрических сигналов, в нем внутренняя связь фотонная, а внешние — электрические.
Другой тип оптрона — с электрической внутренней связью и фотонными внешними связями (рис. 1.13.1, б
) — является усилителем световых сигналов, а также преобразователем сигналов одной частоты в сигналы другой
частоты, например сигналов инфракрасного излучения в сигналы видимого спектра. Приемник света 4
преобразует входной световой сигнал в электрический. Последний усиливается усилителем 5
и возбуждает источник света 6.
В настоящее время разработано большое число оптоэлектронных устройств различного назначения. В микроэлектронике, как правило, используются только те оптоэлектронные функциональные элементы, для которых имеется возможность интеграции, а также совместимость технологии их изготовления с технологией изготовления соответствующих интегральных микросхем.
Фотоизлучатели
. К источникам света оптоэлектроникой предъявляются такие требования, как миниатюрность, малая потребляемая мощность, высокие эффективность и надежность, большой срок службы, технологичность. Они должны обладать высоким быстродействием, допускать возможность изготовления в виде интегральных устройств.
Наиболее широкое распространение в качестве электролюминесцентных
источников получили инжекционные светодиоды,
в которых испускание света определяется механизмом
межзонной рекомбинации электронов и дырок. Если пропускать достаточно большой ток инжекции через p-n
-переход (в прямом направлении), то часть электронов из валентной зоны перейдет в зону проводимости (рис. 1.13.2). В верхней части валентной зоны образуются свободные состояния (дырки), а в
141
нижней части зоны проводимости — заполнение состояния (электроны проводимости). Такая инверсная заселенность не является равновесной и приводит к хаотическому испусканию фотонов при обратных переходах электронов. Возникающее при этом в р-n
-переходе некогерентное свечение и является электролюминесценцией. Фотон, испускаемый при люминесцентном переходе из заполненной части зоны проводимости в свободную часть валентной зоны, вызывает индуцированное излучение идентичного фотона, заставив еще один электрон перейти в валентную зону. Однако фотон такой же энергии (от ∆E=E2
-E1
до ∆E=2δE
) не может поглотиться, так как нижнее состояние свободно (в нем нет электронов), а верхнее состояние уже заполнено. Это означает, что pn
-переход прозрачен для фотонов такой энергии, т. е. для соответствующей частоты. Наоборот, фотоны с энергией, большей ∆E+2δE,
могут поглощаться, переводя электроны из валентной зоны в зону проводимости. В то же время для таких энергий индуцированное испускание фотонов невозможно, так как верхнее исходное состояние не заполнено, а нижнее состояние заполнено. Таким образом, вынужденное излучение возможно в узком диапазоне около частоты, соответствующей энергии запрещенной зоны ∆Е
с шириной спектра δE
.
Наилучшими материалами для светодиодов являются арсенид галлия, фосфид галлия, фосфид кремния, карбид кремния и др. Светодиоды имеют высокое быстродействие (порядка 0,5 мкс), но потребляют большой ток (около 30 А/см2
). В последнее время разработаны светодиоды на основе арсенида галлия — алюминия, мощности которых составляют от долей до нескольких милливатт при прямом токе в десятки миллиампер. К. п. д. светодиодов не превышает 1 — 3%.
Перспективными источниками света являются инжекционные лазеры,
позволяющие концентрировать высокие энергии в узкой спектральной области при высоких к. п. д. и быстродействии (десятки пикосекунд). Эти лазеры можно изготовлять в виде матриц на одном базовом кристалле по той же технологии, что и интегральные микросхемы. Недостатком простых инжекционных лазеров является то, что они имеют приемлемые характеристики лишь при использовании охлаждения до очень низких температур. При нормальной температуре галлий-арсенидовый лазер имеет малую среднюю мощность, низкий к. п. д. (порядка 1%), небольшие стабильность работы и срок службы. Дальнейшее усовершенствование инжекционного лазера путем создания перехода сложной структуры с использованием гетеропереходов (гетеропереход — граница между слоями с одинаковыми типами электропроводности, но с разной шириной запрещенной зоны) позволило получить малогабаритный источник света, работающий при нормальной температуре с к. п. д. 10 — 20% и приемлемыми характеристиками.
Фотоприемники.
Для преобразования световых сигналов в электрические используют фотодиоды, фототранзисторы, фоторезисторы, фототиристоры и другие приборы.
Фотодиод представляет собой смещенный в обратном направлении p-n
-
142
переход, обратный ток насыщения которого определяется количеством носителей заряда, порождаемых в нем действием падающего света (рис. 1.13.3). Параметры фотодиода выражают через значения тока, протекающего в его цепи. Чувствительность фотодиода, которую принято называть интегральной, определяют как отношение фототока к вызвавшему его световому потоку Фυ
.
Порог чувствительности фотодиодов оценивают по известным значениям интегральной (токовой) чувствительности и темнового тока Id
, т. е. тока, протекающего в цепи в отсутствие облученности чувствительного слоя.
Основными материалами для фотодиодов являются германий и кремний. Кремниевые фотодиоды обычно чувствительны в узкой области спектра (от λ = 0,6 – 0,8 мкм до λ = 1,1 мкм) с максимумом при λ = 0,85 мкм, а германиевые фотодиоды имеют границы чувствительности λ = 0,4 — 1,8 мкм с максимумом при λ ≈ 1,5 мкм. В фотодиодном режиме при напряжении питания 20 В темновой ток кремниевых фотодиодов обычно не превышает 3 мкА, в то время как у германиевых; фотодиодов при напряжении питания 10 В он достигает 15— 20 мкА.
Рисунок 1.13.3. Схема и вольт- Рисунок 1.13.4. Схема и вольтамперные характеристики амперные характеристики фотодиода фототранзистора
Фототранзисторы представляют собой приемники лучистой энергии с двумя или с большим числом р-п-
переходов, обладающие свойством усиления фототока при облучении чувствительного слоя. Фототранзистор соединяет в себе свойства фотодиода и усилительные свойства транзистора (рис. 1.13.4). Наличие у фототранзистора оптического и электрического входов одновременно позволяет создать смещение, необходимое для работы на линейном участке энергетической характеристики, а также компенсировать внешние воздействия. Для обнаружения малых сигналов напряжение, снимаемое с фототранзистора, должно быть усилено. В этом случае следует увеличить сопротивление выхода переменному току при минимальном темновом токе в цепи коллектора, создавая 143 положительное смещение на базе.
Световоды.
Между источником и приемником света в оптроне находится световод. Для уменьшения потерь при отражении от границы раздела светодиода и проводящей среды (световода) последняя должна обладать большим коэффициентом преломления. Такие среды называются иммерсионными. Иммерсионный материал должен обладать также хорошей адгезией к материалам источника и приемника, обеспечивать достаточное согласование по коэффициентам расширения, быть прозрачным в рабочей области и т. д. Наиболее перспективными являются свинцовые стекла с показателем преломления 1,8—1,9 и селеновые стекла с показателем преломления 2,4—2,6. На рис. 9.8 показано поперечное сечение твердотельного оптрона с иммерсионным световодом.
В качестве световодов в оптоэлектронике находят применение тонкие нити стекла или прозрачной пластмассы. Это направление получило название волоконной оптики. Волокна покрывают светоизолирующими материалами и соединяют в многожильные световые кабели. Они выполняют те же функции по отношению к свету, что и металлические провода по отношению к току. С помощью волоконной оптики можно: осуществлять поэлементную передачу изображения с разрешающей способностью, определяемой диаметром световолокна (порядка 1 мкм); производить пространственные трансформации изображения благодаря возможности изгибания и скручивания волокон световода; передавать изображения на значительные расстояния и т. д. На рис. 1.13.6 показан световод в виде кабеля из светопроводящих волокон.
Интегральнаяоптика.
Одним из перспективных направлений
функциональной микроэлектроники является интегральная оптика,
Рисунок 1.13.5. Разрез
твердотельного оптрона с
иммерсионным световодом: 1
– Рисунок 1.13.6. Световод в виде планарная диффузия; 2
- кабеля из светопроводящих
контакты; 4
– диффузионная приемник света; 3
– световой мезаструктура; 5
– источник кабель
света; 6
– приемник света.
144
обеспечивающая создание сверхпроизводительных систем передачи и обработки оптической информации. Область исследований интегральной оптики включает распространение, преобразование и усиление электромагнитного излучения оптического диапазона в диэлектрических тонкопленочных волноводах и волоконных световодах. Основным элементом интегральной оптики является объемный или поверхностный оптический микроволновод.
Примером несимметричного поверхностного диэлектрического волновода может служить тонкая пленка оптически прозрачного диэлектрика или полупроводника с показателем преломления, превышающим показатель преломления оптически прозрачной подложки. Степень локализации электромагнитного поля, а также отношение потоков энергии, переносимых вдоль несущего слоя и подложки, определяются эффективным поперечным размером несущего слоя и разностью показателей преломления несущего слоя и подложки при заданной частоте излучения. Сравнительно простым и наиболее подходящим для твердотельных оптических устройств является оптический полосковый микроволновод, выполненный в виде тонкой диэлектрической пленки (рис. 1.13.7), нанесенной на подложку методами микроэлектроники
можно наносить с высокой степенью точности целые оптические схемы. Применение электронно-лучевой литографии обеспечило успехи в создании как одиночных оптических полосковых волноводов, так и оптически связанных на определенной длине, а впоследствии расходящихся волноводов, что существенно для создания направленных ответвителей и частотно-избирательных фильтров в системах интегральной оптики.
Оптоэлектронные микросхемы.
На основе оптоэлектроники разработано большое число микросхем. Рассмотрим некоторые оптоэлектронные микросхемы, выпускаемые отечественной промышленностью. В микроэлектронике наиболее широко применяют оптоэлектронные микросхемы гальванической развязки. К ним относят быстродействующие переключатели, коммутаторы аналоговых сигналов, ключи и аналоговые оптоэлектронные устройства, предназначенные для использования в системах функциональной обработки аналоговых сигналов.
Основным элементом любой оптоэлектронной микросхемы является оптронная пара (рис. 1.13.8, а,
б), состоящая из источника света 1
, управляемого
145
входным сигналом, иммерсионной среды 2,
оптически связанной с источником света, и фотоприемника 3.
Параметрами оптронной пары являются сопротивление развязки по постоянному току, коэффициент передачи тока (отношение фототока приемника к току излучателя), время переключения и проходная емкость.
На базе оптоэлектронных пар создаются оптоэлектронные микросхемы различного назначения.
Рисунок 1.13.8. Схема и технологическое выполнение оптронной пары:
1. Оптоэлектронный переключатель
представляет гибридную микросхему, содержащую оптоэлектронную пару и усилитель. В переключателе используются высокоэффективные светодиоды на основе apceнида галлия, легированного кремнием, и быстродействующие кремниевые p-i-n
-фотодиоды. Иммерсионной средой является халькогенидное стекло с показателем преломления 2,7. Коэффициент передачи тока в оптоэлектронной паре составляет 3—5 при нормальной температуре, времена включения (сумма времен задержка и нарастания фронта) 100—250 пс, гальваническая развязка цепи светодиода и фотоприемника по постоянному току 109
Ом. Микросхема выполнена в круглом металлостеклянном корпусе типа ТО-5.
2. Оптоэлектронный ключ
предназначен для коммутации высоковольтных цепей переменного и постоянного токов. Он имеет четыре независимых канала, каждый из которых содержит две оптоэлектронные пары, состоящие из светодиода и высоковольтного p-i-n-
фотодиода. Фотодиоды соединены встречно-последовательно, поэтому сопротивление ключа в запертом состоянии (в отсутствие тока через светодиоды) независимо от полярности приложенного напряжения определяется темновым сопротивлением смещенного в обратном направлении p-i-n
-фотодиода; значение его составляет примерно 109
Ом.
146
3. Транзисторный ключ
предназначен для коммутации постоянных напряжений до 50 В. Прибор имеет два независимых канала, каждый из которых содержит оптоэлектронную пару, состоящую из арсенидгаллиевого светодиода и кремниевого n-p-i-n
-
Рисунок 1.13.9.
Электрическая схема оптоэлектронного
коммутатора аналоговых
сигналов
фототранзистора. Оптоэлектронная пара имеет коэффициент передачи тока 2, номинальный рабочий ток 10 мА, быстродействие в режиме усиления 100—300 нс.
4. Коммутатор аналоговых сигналов
предназначен для применения в системах селективной обработки аналоговых сигналов.
Электрическая схема одного канала коммутатора приведена на рис. 1.13. 9.
Канал содержит оптоэлектронную пару, состоящую из арсенидгаллиевого светодиода и двух встречно включенных n-i-n
-фотодиодов, выполненных в одном монокристалле.
На рис. 1.13.10 показаны электрические схемы некоторых других типов оптоэлектронных микросхем. Ключевая микросхема (рис. 1.13.10, а
) включает в себя быстродействующую диодную оптоэлектронную пару, согласованную с монолитным кремниевым усилителем. Она предназначена для замены трансформаторных и релейных связей в логических устройствах ЭВМ и дискретной автоматики. Аналоговый ключ (рис. 1.13.10, б
) относится к
Рис. 1.13.10. Электрические схемы некоторых типов оптоэлектронных микросхем: а
– ключевая микросхема; б
– аналоговый ключ; в
– реле постоянного тока.
147
линейным схемам с оптоэлектронным управлением. При мощности
необходимых для стандартных полупроводниковых микросхем. Оптоэлектронные маломощные реле постоянного тока (рис. 1.13.10, в)
предназначены для замены аналоговых
электромеханических реле с быстродействием в миллисекундном диапазоне и гарантируемым числом срабатываний 104
—107
.
Рисунок 1.13.11.
Представляют интерес оптоэлектронные
Электрическая схема
микросхемы серии 249, в которую входят четыре
оптоэлектронных микросхем группы приборов, представляющих собой серии 249 электронные ключи на основе
электролюминесцентных диодов и транзисторов. Электрическая схема всех групп приборов одинакова (рис. 1.13.12). Конструктивно микросхемы оформлены в прямоугольном плоском корпусе интегральных микросхем с 14 выводами и имеют два изолированных канала, что уменьшает габариты и массу аппаратуры, а также расширяет функциональные возможности микросхем. Светодиоды выполнены на основе кремния и имеют п+
-p-ni
-n+
-
структуру. Наличие двух каналов в ключе позволяет использовать его в качестве интегрального прерывателя аналоговых сигналов и получать высокий коэффициент передачи сигнала (10—100) при включении фототранзисторов по схеме составного транзистора.
Оптоэлектронные приборы
Работа оптоэлектронных приборов основана на электронно-фотонных процессах получения, передачи и хранения информации.
Простейшим оптоэлектронным прибором является оптоэлектронная пара, или оптрон. Принцип действия оптрона, состоящего из источника излучения, иммерсионной среды (световода) и фотоприемника, основан на преобразовании электрического сигнала в оптический, а затем снова в электрический.
Оптроны как функциональные приборы обладают следующими преимуществами перед обычными радиоэлементами:
полной гальванической развязкой «вход – выход» (сопротивление
148
изоляции превышает 1012
– 1014
Ом); абсолютной помехозащищенностью в канале передачи информации (носителями информации являются электрически нейтральные частицы – фотоны); однонаправленностью потока информации, которая связана с
особенностями распространения света; широкополосностью из-за высокой частоты оптических колебаний, достаточным быстродействием (единицы наносекунд); высоким пробивным напряжением (десятки киловольт); малым уровнем шумов; хорошей механической прочностью.
По выполняемым функциям оптрон можно сравнивать с трансформатором (элементом связи) при реле (ключом).
В оптронных приборах применяют полупроводниковые источники излучения – светоизлучающие диоды, изготовляемые из материалов соединений группы АIII BV,
среди которых наиболее перспективны фосфид и арсенид галлия. Спектр их излучения лежит в области видимого и ближнего инфракрасного излучения (0,5 – 0,98 мкм). Светоизлучающие диоды на основе фосфида галлия имеют красный и зеленый цвет свечения. Перспективны светодиоды из карбида кремния, обладающие желтым цветом свечения и работающие при повышенных температурах, влажности и в агрессивных средах.
Светодиоды, излучающие свет в видимом диапазоне спектра, используют в электронных часах и микрокалькуляторах.
Светоизлучающие диоды характеризуются спектральным составом излучения, который достаточно широк, диаграммой направленности; квантовой эффективностью, определяемой отношением числа испускаемых квантов света к количеству прошедших через p
-n
-переход электронов; мощностью (при невидимом излучении) и яркостью (при видимом излучении); вольт-амперными, люмен-амперными и ватт-амперными характеристиками; быстродействием (нарастанием и спадом электролюминесценции при импульсном возбуждении), рабочим диапазоном температур. При повышении рабочей температуры яркость светодиода падает и снижается мощность излучения.
Основные характеристики светоизлучающих диодов видимого диапазона приведены в табл. 1.13.1, а инфракрасного диапазона – в табл. 1.13.2.
Таблица 1.13.1 Основные характеристики светоизлучающих диодов видимого диапазона
Тип диода
Яркость, кд/м2
, или сила света, мккд
Постоянное прямое
напряжение
, В
Цвет свечения
Постоянный прямой ток, мА
Масса, г
КЛ101 А – В
АЛ102 А – Г
АЛ307 А – Г
10 – 20 кд/м2
40 – 250 мккд
150 – 1500 мккд
5,5
2,8
2,0 – 2,8
Желтый
Красный, зеленый
Красный, зеленый
10 – 40 5 – 20
10 – 20
0,03
0,25
0,25
149
Таблица 1.13.2 Основные характеристики светоизлучающих диодов инфракрасного диапазона